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ZVS三电平DCDC变换器的研究

来源：易榕旅网

华中科技大学硕士学位论文

ZVS三电平DC/DC变换器的研究

姓名：李小兵申请学位级别：硕士专业：电力电子与电力传动

指导教师：李晓帆

20060428

摘要

直流变换器是电力电子变换器的重要组成部分，软开关技术是电力电子装置向高频化、高功率密度化发展的关键技术，成为现代电力电子技术研究的热点之一。

由于对电源设备电磁兼容的要求的提高，一般在电源设备中都要加入功率因数校正环节，导致后继开关管电压应力的提高。三电平直流变换器相应提出，主开关管的电压应力为输入直流电压的一半。使得三电平直流变换器一提出就得到全世界电源专家和学者的重视，短短十几年内，相继提出许多种改进型三电平直流变换器，包括半桥式和全桥式。根据主开关管实现软开关的不同，将三电平直流变换器分为零电压软开关和零电压零电流软开关。

本文首先给出了基本半桥式三电平DC/DC变换器，详细分析了其工作原理，讨论了主要参数的设计和由于次级整流二极管的反向恢复导致主开关管的电压尖峰。接着给出一种带箝位二极管的改进型半桥式三电平DC/DC变换器。文中给出了Saber软件的仿真结果，进一步证明改进方案的正确性和可行性。针对前面讨论的两种半桥式三电平DC/DC变换器，设计了实验电路来验证理论分析的正确性，文中给出了实验结果。接着研究了一种新型ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器，文中详细讨论了该变换器的工作原理，讨论了主要参数的设计过程，给出了仿真结果。最后，设计了一台实验装置来验证理论分析的正确性，给出了实验结果，说明了主开关管可以在全负载范围内实现零电压软开关，变换器的效率在输入电压高端较高，并且次级整流二极管实现了零电流开关，二极管电压应力为输出电压的2倍。

本文通过理论分析、仿真研究和实验验证，证实了半桥式三电平DC/DC变换器的优越性能，改进型的半桥式三电平DC/DC变换器比较好地消除了主开关管上的电压尖峰。ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器良好的性能，使得在有掉电维持时间限制的场合得到广泛应用。

关键词：移相控制零电压软开关谐振三电平

Abstract

DC/DC converter is a main part of power electronic converter. Soft-Switching technique is a hotspot of power electronic research. It’s the key technique in high frequency and high density converter.

As high EMI desire for power converter, power factor correction (PFC) become an important part , result in high voltage stress on main switches. Three-Level DC/DC converter was brought forward, its main switches voltage stress is only half of the input DC voltage, Three-Level converter becoming the main DC topology in the mind of power export in the world. Many topologies was put forward in recent years, include half bridge and full bridge. Three-Level consist of zero voltage switching (ZVS) and zero voltage and zero current switching (ZVZCS).

In this paper, investigate basic half bridge Three-Level DC/DC converter, the operation and parameter design are disused ,second side commutate diode reverse furbish bring high pinnacle on the main switches. A zero voltage switching PWM Three-Level converter with two clamping diodes is given, and experimental results are also given, the operation and parameter design are disused. The famous software SABER is used to validating the rationality and correctness of the improved circuit.Two experimental installation are given, the main devices and parameters and all parts of the circuit main parts are designed. The experimental results are given. Presents a Three-Level soft switching LLC series resonant DC/DC converter. Zero voltage switching is achieved for each main switch without any auxiliary circuit. Voltage stress of each main switch if half of input voltage, zero current switching is achieved for rectifier diodes. Wide input and output range can be achieved under low frequency range because of two stage resonance. Only one magnetic component is required in this converter. Efficiency is high in high line input, so this converter is a preferable candidate for power products with the requirement of hold up time. Design consideration of four dead times is presented to assure that voltage stress for main switches is within half input voltage and zero voltage switching for each main switch is achieved. Finally, the principle of operation for each main switch is achieved of the presented LLC series converter is verified on an experimental prototype.

In conclusion, basic half bridge Three-Level DC/DC converter, zero voltage switching

PWM Three-Level converter with two clamping diodes and Three Level LLC series resonant DC/DC converter are proved by the theoretical analyses, simulation research and experimental validation.

Keywords:

III

Phase shifted control Zero voltage switching Resonant Three-level 独创性声明

本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研

究成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律效果由本人承担。

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1. 绪论

1.1 软开关技术

传统硬开关有以下缺点：（1）在一定条件下，开关管在每个开关周期中的开关损耗是恒定的，变换器总的开关损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总的开关损耗越大，变换器效率越低，开关损耗的存在限制了开关频率的提高，从而限制了变换器的小型化和轻量化。（2）开关管工作在硬开关时还会产生高di/dt和du/dt，从而产生大的电磁干扰(EMI)。

为了减小变换器的体积和重量，必须实现高频化。要提高开关频率，同时提高变换器的变换效率，就必须减小开关损耗。减小开关损耗的途径就是实现开关管的软开关，因此软开关技术应运而生。 1.1.1 DC/AC 逆变器中的软开关技术

在DC/AC逆变器（尤其是多相逆变器）中，软开关技术的应用有很大困难。通常逆变器中存在着多个开关，若每个开关都采用类似于DC/DC变换器中的软开关工作方式，则构成软开关的谐振单元相互影响，使电路难以正常工作。1986年美国威斯康星大学的D. M. Divan提出了谐振直流环逆变器（Resonant DC Link Inverter，RDCLI）和谐振极逆变器(Resonant Pole Inverter，RPI)，较好地解决了这个问题，并且立刻引起了广泛地重视，随后提出了许多改进电路和拓扑结构。

直流谐振环节逆变器是在原先的PWM电压型逆变器与直流电源之间加入一个辅助谐振电路，令DC谐振环节产生谐振，且使逆变桥直流母线上的电压周期回零，为逆变器中的开关创造零压开关的条件。谐振直流环节的最大进步，在于用高频脉冲序列为逆变器供电，代替原来的恒压供电方式。

谐振极逆变器是把辅助谐振回路移到桥臂的上下开关管联接点，利用谐振为逆变器创造零压开关的条件。

1.1.2 DC/DC直流变换器的软开关技术

变换器的软开关技术实际上是利用电感和电容来对开关的开关轨迹进行整形，最早的方法是采用有损缓冲电路来实现。从能量的角度来看，它是将开关损耗转移到缓冲电路中消耗掉，从而改善开关管的开关条件。这种方法对变换器的变换效率没有提

高，甚至会使效率有所降低。目前所研究的软开关技术不再采用有损缓冲电路，而是真正减小开关损耗，而不是开关损耗的转移。

直流开关电源的软开关技术一般可分为一下几类：

（1）全谐振型变换器，一般称之谐振变换器（Resonant converter）。该类变换器实际上是负载谐振型变换器，按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变换器和并联谐振变换器两类。按负载与谐振电路的连接关系，谐振变换器可分为两类：串联负载谐振变换器和并联负载谐振变换器。在谐振变换器中，谐振元件一直谐振工作，参与能量变换的全过程。该变换器与负载关系很大，对负载的变化很敏感，一般采用频率调制方法。

（2）准谐振变换器（Quasi-resonant converters，QRCs）和多谐振变换器（Multi-resonant converters，MRCs）。这是软开关技术的一次飞跃，这类变换器的特点是谐振元件参与能量的某一个阶段，不是参与全过程。准谐振变换器分为零电流开关准谐振变换器和零电压开关准谐振变换器。多谐振变换器一般实现开关管的零电压开关。这类变换器通常需要采用调频控制的方法。

（3）零开关PWM变换器（Zero switching PWM converter）。它可分为零电压开关PWM变换器和零电流开关PWM变换器。该类变换器是在QRCs的基础上，加入一个辅助开关管，来控制谐振元件的谐振过程，实现恒定频率控制，即实现PWM控制。这与QRCs不同的是，谐振元件的谐振工作时间与开关周期相比很短，一般为开关周期的1/10-1/5。

（4）零转换PWM变换器（Zero transition converters）。它可分为零电压转换PWM变换器和零电流转换PWM变换器。这类变换器是软开关技术的又一个飞跃。它的特点是变换器工作在PWM方式下，辅助谐振电路只是在主开关管开关时工作一段时间，实现开关管的软开关，在其他时间则停止工作，这样辅助谐振电路的损耗很小。

在直流开关电源的软开关技术中，还有无源无损软开关技术，即不附加有源器件，只是采用电感电容和二极管来构成无损缓冲网络。

尽管软开关技术的采用提高了变换器的工作频率，降低了开关损耗，减小了功率元件的电压、电流应力，但其中仍有许多问题有待解决，如进一步扩大功率使用范围，完善控制技术，提高工作可靠性等，但软开关技术的应用已经给功率变换器的发展带来了深刻的变革。而且随着软开关的技术的进一步完善和实用化，必将为实现更高品质的功率变换系统提供有力的技术保障。

1.2 三电平直流变换器的提出

1.2.1 三电平逆变器的提出

随着对电力电子技术的深入研究，人们对使用市电的功率变换装置的用电质量提出了越来越严格的要求。国际电工委员会制定了标准IEC61000-3-2，对谐波含量进行严格限制，使得电气装置必须采用功率因数校正技术（Power Factor Correction，PFC）。三相PFC变换器的输出直流电压一般为700-800VDC，甚至高达1000VDC。如果在整流器中使用三相PFC变换器，就会使得后级直流变换器中开关管的电压应力提高，不利于开关管的选取。1981年，日本的Akira Nabae教授提出了中点箝位逆变器[9](Neutral Point Clamped Inverter，NPC逆变器)，如图1.1所示，这种逆变器

图1.1 NPC逆变器

将开关管从传统逆变器的6只开关管增加到12只，分为两组：6只主开关管（Qa1、Qb1、Qc1、Qa4、Qb4、Qa4、Qb4、Qc4）、6只辅助开关管（Qa2、Qb2、Qc2、Qa3、Qb3、Qc3）。主开关管用于脉宽调制，辅助开关管用于把输出端电压箝位在中点电压。与传统逆变器相比，早输入电压相同的情况下，NPC逆变器开关管的电压应力是原来的一半。由于传统逆变器输出电压只有＋Uin/2和－Uin/2两种电平，而NPC逆变器输出电压有＋Uin/2、0、－Uin/2三种电平，所以后来人们就把这种逆变器称为三电平（Three Level，TL）

逆变器。

1.2.2 三电平直流变换器的提出和发展

随着通信，计算机行业的快速发展，对电源设备的要求越来越高。绿色电源的提出，使得对电力电子技术的环保性有了较高的要求。各种标准相继颁布，著名的如IEC1000－3－2、IEC555－2等，对电力电子设备的电磁兼容要求越来越严格。为了减小电力电子设备对电网的谐波污染，一般采用功率因数校正技术（Power Factor Correction，PFC）。大功率高频开关电源一般为三相交流380V输入，整流后的直流母线电压通常高达760－800VDC，甚至高达1000VDC。这样给后级直流变换器开关管的选取带来很大的困难。为了解决这个问题，1992年巴西教授Pinherio参考NPC逆变器，提出一种新型直流变换器[9]（如图1.1所示），其突出的特点是主开关管的电压应力是零电压开关PWM直流变换器中主开关管电压应力的一半，为输入电压的一半；同时还具有零电压开关PWM直流变换器所有的优点，可以在脉宽调制（PWM）下实现开关管的零电压开关。

图1.2 基本ZVS PWM三电平DC/DC变换器

基本ZVS PWM TL变换器的四只主开关管利用变压器漏感储能来实现软开关，但是存在很多问题：1）Q2和Q3在轻载时不能实现ZVS；2）为了在较宽负载范围内实现软开关，需要加大等效漏感而串入附加谐振电感，导致变换器副边占空比丢失更加严重，降低了电压利用率；3）输出整流二极管存在反向恢复，存在电压尖峰；4）在每次开关过程中，四只主开关管的寄生电容都参与谐振，很难优化设计参数以及实现开

关管的软开关[10-19]。

如图1.3所示。该变换器可文献[10]提出一种带有辅助电路的三电平直流变换器，

以通过辅助电感Ls和Css1、Css2来增强改变换器开关管的零电压开关的能力。

图1.3 带辅助电路的三电平DC/DC变换器

为了解决在每次开关管开关时四只主开关管的寄生电容都参与谐振的问题，美国电力电子系统中心（Center for Power Electronics Systems，CPES）的Canales教授在基本电路中增加了飞跃电容，如图1.4所示的电容Css，将外面两只开关管的

图1.4 改进型ZVS PWM 三电平DC/DC变换器

开关过程与里面两只开关管的开关过程解耦，也就是说外面两只开关管开关时，里面两只开关管的寄生电容不参与谐振过程；而里面两只开关管开关时，外面两只开关管的寄生电容不参与谐振过程，这样就可以分别讨论设计里面两只开关管和外面两只开关管的工作情况，并且可以采用移相控制方法来实现主开关管的软开关。

由于主电路桥臂里面的两只开关管实现ZVS比较困难，Canales教授提出了一种零电压零电流开关（Zero Voltage and Zero Current Switching，ZVZCS）PWM三电平直流变换器，如图1.5所示，电路在变换器的副边增加了有源箝位电路，通过对次级有源箝位电路的适当控制，可以实现滞后管的零电流开关。但是由于控制电路在实现上比较麻烦，给应用带来很多困难。

图1.5 ZVZCS PWM三电平DC/DC变换器

在以上提及的文献中仅仅针对具体电路中所出现的某些问题提出相应的解决方案，并没有系统地对三电平直流变换器进行分析研究。文献[11]在总结上述文献的基础上，系统的提出了三电平直流变换器一共有9种控制方式，并将这9种控制方式根据每对开关管（上面两只开关管为一对，下面两只开关管为一对）的关断情况分为两类：一类是两只开关管同时关断，一类是两只开关管的关断时间相互错开，一只先关断，另外一只后关断，从而引入超前管和滞后管的概念，文中指出：超前管只能实现零电压开关（Zero Voltage Switching，ZVS），滞后管在不同的零状态工作模式下可以实现两电压开关或者零电流开关（Zero Current Switching，ZCS），因此将软开关PWM三电平直流变换器分为ZVS和ZVZCS（Zero Voltage and Zero Current Switching，ZVZCS）两类，并且分别支持适合他们的控制策略。

在文献[12]的基础上，文献[13]提出了一种新型ZVZCS PWM 三电平直流变换器，如图1.6所示。该变换器中使用阻断电容Cb来实现在零状态时将原边电流减小到零；由于阻断电容的电压使变换器原边电流在零状态时反向流动，不利于滞后管实现零电流（ZCS）关断，因此又加入了阻断二极管D7、D8来实现将原边电流保持为零，不会反向流动，为滞后管提供零电流开关的条件。

图1.6 新型ZVZCS PWM三电平DC/DC变换器

文献[16]介绍了一种新型的带有简单辅助电路的零电压零电流开关（ZVZCS）三电平DC/DC变换器，如图1.7所示。它的辅助电路不含耗能元件和有源开关，可以实现

图1.7 次级带耦合电感的ZVZCS三电平DC/DC变换器

超前管的零电压开通和滞后管的零电流关断。耦合电感取代了常规滤波电感，它所感应出的电压由功率变压器反射到初级，使得变换器在零状态时的循环电流减小到零。通过改变耦合线圈的匝数比，可以任意设置用于电流回零的电压幅值的大小，调节电流回零的时间。但是由于次级带有耦合电感，给电路的设计带来很大的麻烦[14-38]，不利于大量生产。

1.3 本文的研究内容

软开关技术是当前电力电子技术的热点之一，本文在分析基本半桥三电平DC/DC变换器的基础上，研究了一种新型的带箝位二极管的倍流整流式半桥三电平DC/DC变换器。本文的主要内容如下：

1．基本半桥零电压开关三电平DC/DC变换器

本文首先介绍了基本半桥零电压开关三电平DC/DC变换器的工作原理，然后分析其优缺点。最后给出一种新型的带箝位二极管的倍流整流式半桥三电平DC/DC直流变换器。

2．一种新型的带箝位二极管的倍流整流式半桥三电平DC/DC变换器

本文对给出的一种新型带箝位二极管的倍流整流式半桥三电平DC/DC变换器进行原理分析，定量给出输入与输出的关系，并且分析其实现软开关的条件，同时要论了变换器次级占空比丢失问题。

3．实验装置的设计

对前面分析的两种半桥式零电压开关三电平DC/DC变换器进行仿真分析，通过Saber软件下的建模仿真来验证理论分析的正确性，并为下面的实验验证提供一定的定性分析。

4．实验结果和全文总结

给出两种半桥式零电压开关三电平DC/DC变换器的实验波形和实验数据，并对实验数据进行分析，得出结论，以验证理论分析的正确性。

5. 研究了一种新型ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器，并且给出了设计公式和主要参数设计原则，进行了实验验证，给出了实验结果。

在全文的最后，总结了全文的研究内容。

2 基本移相控制零电压开关半桥三电平DC/DC变换器

2.1 电路工作原理

图2.1所示为基本移相控制零电压开关半桥三电平DC/DC变换器的主电路和主要工作波形。电路中，两个分压电容Cd1、Cd2容量很大，它们的电压均为输入直流电压

(a) 主电路

(b) 主要波形

图2.1 基本三电平DC/DC变换器的主电路及其主要波形

的一半，即UCd1＝UCd2＝Uin/2，V1－V4为四只主开关管，D1－D4为四只开关管的寄生二极管，C1－C4为四只主开关管上的并联电容。二极管Dc1、Dc2起箝位作用，用来保证V1、V2关断后其上所承受的电压应力为输入直流电压的一半。对于后关断的V2、V4就自然承受另外一半输入电压。电感Llk为谐振电感，包括变压器的漏感。飞跃电容Css用来将两对开关管开关过程连接起来，变换器稳态工作时，飞跃电容上的电压为输入电压的一半。本设计中该变换器采用移相控制方案，开关管V1和V4，V2和V3分别成180度互补导通，V1、V4分别超前V2、V3一个相位，亦即移相角，其中V1和V4称为超前管，V2和V3称为滞后管[9-15]，通过调节移相角的大小来达到调节输出电压的目的。

为了便于分析所给电路拓扑原理，作如下假设： 1) 所有开关管、二极管均为理想元件； 2) 所有电感、电容和变压器均为理想元件； 3) C1=C4=Clead；C2=C3=Clag；

4) 输出滤波电容足够大，可以认为是一恒压源Uo，Uo是输出电压； 5) 飞跃电容Css足够大，其电压基本不变，为Uin/2 ； 6) 输出滤波电感Lo很大，Lo 󰀕Llk/n2，n为变压器的变比。

本电路在半个开关周期中一共有8种工作模态，下半个周期的工作模态与上半个周期的工作模态相似，故我们只分析了前半个周期的工作模态。具体分析如下：

图2.2(a) t0时刻

图2.2(b) [t0，t1]

图2.2(c) [t1，t2]

图2.2(d) [t2，t3]

图2.2(e) [t3，t4]

图2.2(f) [t4，t5]

图2.2(g) [t5，t6]

图2.2(h) [t6，t7]

图2.2(i) [t7，t8] 图2.2 各工作模态等效电路图

1）模态0（t0以前）

V1和V2导通，能量传输到变压器次级。变换器原边电流流过V1、V2、谐振电感Llk、变压器原边绕组，最后回到电源。

变换器次级回路由整流二极管Dr1、滤波电感Lo、输出滤波电容Co与负载Ro以及变换器次级组成。 2）模态1（t0-t1）

t0时刻关断开关管V1，初级电流ip从V1转移到C1中，给C1充电，同时，通过飞跃电容Css给给C4放电，变压器原边电压下降，次级电压相应下降。电路的等效电路

如图2.3所示。其中，将输出滤波电感看作无穷大，视为一恒流源。

图2.3 模态1等效电路图

设C1=C4=Clead，电压Uc1、Uc4和电流ip分别为：

Uc1=

nIo

(t−t0) (2-1) 2Clead

UinnIo

(t−t0) (2-2) −

22Clead

Uc4=

ip=nIo (2-3) 开关管V1是零电压关断。t1时刻，电容C1两端电压充电至Uin/2，由于电容C1和C4，

C4两端电压放电至零。箝位二极管D5自然导通，二极管D4自然导通，将开关管V4两端电压箝位在零电位。此时可以零电压开通V4，模态1结束。

在t1时刻，C1的电压上升到Uin/2，C4的电压下降到零，箝位二极管Dc1自然导通，模态1的持续时间为：

t01=CleadUin/nIo (2-4) 3）模态2（t1-t2）

此模态中，变换器原边电压为零，变换器的等效电路如图2.4所示。

图2.4 模态2等效电路图

4）模态3（t2-t3）

t2时刻，开通开关管V4，由于二极管D4已经先导通，故开关管V4为零电压开通。此时，V4中没有电流流过，初级电流ip流过V2、谐振电感Llk、变压器初级以及箝位二极管D5。此模态中。变换器初级电压为零，次级电压同样为零。ip处于自然续流状态，次级两个整流二极管同时导通。 5）模态4（t3-t4）

t3时刻，开关管V2关断，此时，初级电流ip给C2充电，同时通过飞跃电容Css给C3放电。由于电容C2和C3，V2是零电压关断。此模态结束时，C3两端电压被充电至零电位，二极管D3自然导通。此模态中，输出电感Lo和电容C2、C3在谐振工作，变换器初级电流ip和电容C2和C3两端电压为：

ip=Ip(t3)cosω(t−t3) (2-5) Uc2=

LlkIp(t3)sinω(t−t3) (2-6) 2ClagUinLlkIp(t3)sinω(t−t3) (2-7) −22Clag1。

2LlkClagUc3=

其中，ω=

此模态所维持的时间为： t34=

ωsin−1

Uin (2-8)

LlkIp(t3)22Clag 15

6）模态5（t4-t5）

t4时刻，二极管D3自然导通，开关管V3两端的电压被箝位在零电位，此时开通开关管V3即为零电压开通。开关管V2和V3之间的死区tdead(lag)应该满足 tdead(lag)>:t34，以及满足

tdead(lag)>2LlkClagsin−1

Uin (2-9)

LlkIp(t3)22Clag此模态中，由于变换器初级电流ip不足以提供负载电流，变换器次级两个整流二极管同时导通，因此变换器次级绕组电压为零电位，初级绕组电压同样为零。电源Uin/2加在谐振电感两端，初级电流ip线性下降：

ip(t)=Ip(t4)−

Uin

(t−t4) (2-10) 2Llk

此模态结束时，原边电流ip下降到零，二极管D3、D4将自然关断，开关管V3、V4中流过电流。此模态的持续时间为：

t45=

LlkIp(t4)Uin/2

(2-11)

7）模态6（t5-t6）

t5时刻，初级电流ip减小到零并向负方向增长，此时，ip流过V3、V4。由于初级电流ip仍然不足以提供负载电流，次级二极管Dr1、Dr2仍然同时导通。变换器分为初级和次级两个部分。变换器初级电压为零，电压Uin/2直接加在谐振电感Llk两端，初级电流ip线性下降。

ip(t)=−

Uin

(t−t5) (2-12) 2Llk

t6时刻，初级电流ip下降到负载电流折算到初级的数值，此模态结束。模态6的持续时间为：

t56=−

LlkIo(t6)/n

(2-13)

Uin/2

8）模态7（t6-t7）

t6时刻，整流二极管Dr1关断，此时谐振电感与次级整流二极管两端寄生电容谐振。变换器等效电路如图2.5所示。

图2.5 模态7等效电路图

为了降低次级整流二极管两端的电压应力，一般要在次级整流二极管两端加RC缓冲电路。此模态结束时，电路进入稳定工作状态，初级电流ip减小到折算到初级的滤波电感电流。 9) 模态8（t7-t8）

在此模态中，变换器向次级传输能量，原边电流ip为：

ip(t)=−

Uin/2−nUo

(t−t7) (2-14) 2

Llk+nLo

由于Lr󰀓n2Lo，故可以简化为 ip(t)=−

Uin/2−nUo

(t−t7) (2-15)

n2Lo

此模态的等效电路图如图2.6所示。

图2.6 模态8等效电路图

该模态结束时，开关管V4关断，半个周期的工作完成，电路回到模态1的工作状态。电路工作进入另半个周期，其工作状态类似前面的描述。

2.2 主开关管实现ZVS的条件

2.2.1 超前管实现ZVS的条件

超前管工作期间，变换器处于向次级传输能量的阶段。输出滤波电感的能量不仅用于实现超前管的ZVS[49-54]，而且如果次级整流二极管上有RC缓冲电路，还要给缓冲电路中的电容放电。而初级谐振电感只用于实现超前管的ZVS。由于输出滤波电感比谐振电感大得多，相对于输出滤波电感，谐振电感可以忽略不计，那么，为了实现超前管得ZVS，输出滤波电感必须提供足够的能量用来：1）抽走将要开通的开关管两端并联电容上的电荷；2）给将要关断的开关管两端并联的电容放电，亦即满足条件

UU1U1

E>C1(in)2+C4(in)2=Clead(in)2 (2-16)

22222考虑到MOSFET结电容的非线性，需要乘上一个系数4/3，上式可以化简为：

E>=Clead(in)2 (2-17)

32由于输出滤波电感很大，其能量足以在很宽的负载范围内实现超前管的ZVS，故超前管很容易实现ZVS。 2.2.2 滞后管实现ZVS的条件

滞后管要实现ZVS，必须有足够的能量用来抽走将要开通的开关管两端电容上的能量，同时给将要关断的开关管两端电容充电，以及满足

UU11

E>C2(in)2+C3(in)2 (2-18)

2222

考虑到MOSFET结电容的非线性[13]，需要乘上一个系数4/3，上式可以化简为：

E>=Clead(in)2 (2-19)

32由于谐振电感的值很小，而由于在滞后管工作期间，变压器次级处于短路状态，满足滞后管ZVS的能量由谐振电感来提供，故相对于超前管而言，滞后管实现ZVS要相对困难一些。

2.3 副边占空比的丢失

对于一定的谐振电感，必须有一个最小负载电流Io(min)来保证主开关管可以实现ZVS，但是在加入谐振电感以后，存在原边电流从正（负）向变化到负（正）向电流的时间，以及图2.1中的[t3，t6]时间段。在这段时间里面，虽然变换器初级有电压，但是由于原边电流不足以提供负载电流，此时次级整流电路中两个整流二极管同时导通，将次级电压箝位在零电位，处于续流状态，次级电压就丢失了负载[t3，t6]这部分电压，亦即图3.1(b)中阴影部分的电压[15]。

次级占空比丢失的时间为[t3，t6]时间段，它与开关周期Ts的一半的比值就是次级的占空比丢失Dloss，亦即

Dloss=

t36t+t+t

=344556 (2-20) Ts/2Ts/2

由于t34很小，忽略不计，上式可以简化为：

Dloss=

4Llk[Ip(t4)−Io(t5)/n]

UinTs

(2-21)

从上式可以看出：1）谐振电感Llk越大，占空比丢失越大；2）负载越大，占空比丢失越大；3）输入电压Uin越低，占空比丢失越大。

占空比丢失使得变换器次级整流侧电压有效值下降，为了得到所要求的输出电压，必须减小变换器初级和次级的匝数比[42-48]，而匝数比的减小带来两个问题：1）初级侧电流增加，导致开关管的电流峰值增加，电路通态损耗增大；2）二次整流侧整流二极管耐压值增加。

2.4 小结

该电路具有如下特点：

1）电路采用移相控制，主开关管为零电压开关，可以大大减小开关损耗，同时，可以提高开关频率，减小变压器体积；

2）超前管用于实现ZVS的能量来自输出滤波电感和谐振电感，抽走将来开通的开关管两端电容上的电荷，同时给将要关断的开关管两端电容充电。由于输出滤波电感很大，故超前管很容易实现ZVS；滞后管实现ZVS的能量来自于谐振电感的能量，抽走将来开通的开关管两端电容上的电荷，同时给将要关断的开关管两端电容充电；而谐振电感相对于输出滤波电感很小，故滞后管比较难实现ZVS[15-19]；

3）变换器和移相全桥变换器一样，存在次级占空比丢失现象。虽然变换器次级两个整流二极管同时导通，把次级电压箝位在1.4V的低电压，是次级占空比丢失的直接原因，但是从变换器总体看，初级电流ip从正峰值变换到负峰值，亦即从正到负或者从负到正，必然有一个过渡时间，初级电感的电流不可能突变。也就是说初级电流变换率dip/dt不可能是无穷大。这才是次级占空比丢失的最直接原因。

3 带箝位二极管的倍流式ZVS三电平DC/DC变换器

3.1 引言

移相控制零电压开关三电平PWM DC/DC变换器利用变压器的漏感或原边串联电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现零电压开关,同时又实现了PWM控制。该变换器电路结构简洁,控制电路简单,是中大功率直流变换器场合的理想电路拓扑之一。

但是，传统的移相控制零电压开关三电平PWM DC/DC变换器输出整流二极管不是工作在软开关状态，而是存在反向恢复过程。在输出整流二极管反向恢复时，由于变压器的漏感（或附加的谐振电感）和整流二极管的结电容以及变压器的绕组电容之间发生高频谐振，次级整流桥产生寄生振荡，二极管上存在很高的尖峰电压。这将带来电路损耗，并影响整流桥的使用寿命。因此，必须采用有效的缓冲电路来抑制寄生振荡，消除输出整流二极管上的尖峰电压[15-25]。

基本移相控制零电压开关三电平PWM DC/DC变换器中，次级整流二极管寄生振荡产生于变压器的漏感或附加的谐振电感与变压器的绕组电容和整流管的结电容之间。当副边电压为零时，基本三电平ZVS直流变换器次级两只整流二极管全部导通，输出滤波电感电流处于自然续流状态。而当副边电压变化为高电压Uin/2n（n是变压器变比）时，次级整流二极管中有一只二极管要关断，另外一只继续导通。这时候，变压器的漏感或附加的谐振电感就开始和关断的整流二极管的电容谐振。次级整流二极管承受至少两倍的尖峰电压。为了抑制寄生振荡，减小输出整流二极管上的尖峰电压，必须采用有效的缓冲电路。文献[15][16][17][18]当中提出了多种方式，主要有RC缓冲电路、RCD缓冲电路、主动箝位缓冲电路、第三个绕组加二极管箝位缓冲电路和原边加二极管箝位缓冲电路等。

3.2 电路工作原理分析

本文在前人的基础上，研究一种带箝位二极管的倍流整流式ZVS三电平DC/DC变换器，主电路拓扑如图3.1(a)所示。

(a) 主电路

(b) 主电路主要工作波形

图3.1 带箝位二极管的倍流整流式ZVS三电平DC/DC变换器主电路及波形

图3.1所示为带箝位二极管的倍流整流式ZVS三电平DC/DC变换器的主电路和主要工作波形。电路中，两个分压电容Cd1、Cd2容量很大，它们的电压均为输入直流电压的一半，即UCd1＝UCd2＝Uin/2，V1-V4为四只主开关管，D1-D4为四只开关管的寄生二极管，C1-C4为四只主开关管上的并联电容。二极管Dc1、Dc2起箝位作用，用来保证V1、V2关断后其上所承受的电压应力为输入直流电压的一半。对于后关断的V2、V4就自然承受另外一半输入电压。电感Llk为谐振电感，包括变压器的漏感。飞跃电容Css用来将两对开关管开关过程连接起来，变换器稳态工作时，飞跃电容上的电压为输入电压的一半。该变换器采用移相控制方案，开关管V1和V4，V2和V3分别成180度互补导通，V1、V4分别超前V2、V3一个相位，亦即移相角，其中V1和V4称为超前管，V2和V3称为滞后管，通过调节移相角的大小来达到调节输出电压的目的[21-26]。

4) 输出滤波电容足够大，可以认为是一恒压源Uo，Uo是输出电压； 5) 飞跃电容Css足够大，其电压基本不变，为Uin/2 ； 6) 输出滤波电感Lo很大，Lo 󰀕Llk/n2，n为变压器的变比。本电路在半个开关周期中一共有9种工作模态。具体分析如下：

图3.2(a) t0时刻

图3.2(b) [t0，t1]

图3.2(c) [t1，t2]

图3.2(d) [t2，t3]

图3.2(e) [t3，t4]

图3.2(f) [t4，t5]

图3.2(g) [t5，t6]

图3.2(h) [t6，t7]

图3.2(i) [t7，t8]

图3.2(j) [t8，t9] 图3.2 各工作模态等效电路图

1）模态0 [t0以前]

能量传输到变压器次级。变换器原边电流流过V1、V2、谐振电感Llk、V1和V2导通，

变压器原边绕组，最后回到电源。

变换器次级回路由整流二极管Dr1、滤波电感Lo、输出滤波电容Co与负载Ro以及变换器次级组成。 7）模态1 [t0-t1]

在t0时刻关断开关管V1，初级电流ip从V1转移到C1中，给C1充电，同时，通过飞跃电容Css给C4放电，变压器原边电压下降，次级电压相应下降。由于Dc3的箝位作用，谐振电感Lr两端电压为零，电流id保持不变，其电流高于ip的部分通过二极管DC3流过。在此过程中，输出滤波电感可以可以看作一恒电流源。电路的等效电路如图3.3所示。其中，将输出滤波电感看作无穷大，视为一恒流源。

图3.3 模态1等效电路图

设C1=C4=Clead，电压Uc1、Uc4和电流ip、id分别为：

Uc1=

nIo

(t−t0) (3-1) 2Clead

UinnIo

(t−t0) (3-2) −

22Clead

Uc4=

id=nIo (3-3) ip=id=nIo (3-4) 由于电容C1和C4，开关管V1是零电压关断。t1时刻，电容C1两端电压充电至Uin/2，

C4两端电压放电至零。箝位二极管D5自然导通，二极管D4自然导通，将开关管V4两端电压箝位在零电位。此时可以零电压开通V4，模态1结束。

在t1时刻，C1的电压上升到Uin/2，C4的电压下降到零，箝位二极管Dc1自然导通，模态1的持续时间为：

t01=CleadUin/nIo (3-5) 8）模态2 [t1-t2]

此模态中，变换器原边电压为零，二极管Dc3导通后，开关管V4两端的电压被箝位在零电位，此时开通开关管V4就为零电压开通。开关管V1和V4之间的死区时间必须满足：

tdead(lead)>

UinUC

•2Clead=inlead (3-6) 2nIonIo

此模态中，变换器原边电压为零，电流ip、id均处于续流状态，变换器次级两个整流二极管同时导通，次级电压为零。此模态中，电流ip、id为：

id=nIo (3-7) ip=id=nIo (3-8) 9）模态3 [t2-t3]

t2时刻，开关管V2关断，电流id从开关管V2转移到电容C2、C3中，给C2充电，同时通过飞跃电容Css给C3放电。由于电容C2、C3的存在，开关管V2是零电压关断，UAB＝-Uc2。由于次级整流二极管Dr1、Dr2同时导通，变换器原边电压箝位在零，同时次级电压同样为零，UAB直接加在谐振电感上。因此，此模态中，实际上是电感Lr和电容C2、C3在谐振工作，电流iLr和电容C2和C3两端电压分别为：

iLr=nIocosω1(t−t3) (3-9) Uc2=

LlknIosinω(t−t3) (3-10) 2ClagUinLlk−nIosinω(t−t3) (3-11) 22Clag1。

2LrClagUc3=

其中，ω1=

此模态所维持的时间为： t23=

ω1

sin−1Uin (3-12)

Llk2nIo2Clag10）模态4 [t3-t4]

t3时刻，二极管D3自然导通，开关管V3两端电压箝位在零电位。此时可以另电压开通V3。开关管V2和V3之间的死区时间必须满足

tdead(llag)>t23=t23=

ω1

sin−1

Uin (3-13)

Llk2nIo2Clag此模态中，开关管V3虽然已经在触发信号作用下开通，但是V3中并没有电流流过。电流ip由二极管D3流过。ip不足以提供负载电流，次级两个整流二极管同时导通，将变换器次级电压箝位在零电位（实际为1.4V的低电压），二极管Dc1、Dc3继续处于导通状态，电源电压直接加在谐振电感两端，电流id线性下降，由下式给出：

id=Id(t3)−

Uin

(t−t3) (3-14) 2Lr

此模态结束时，电流id减小到与ip相等，二极管Dc3自然关断。 11）模态5 [t4-t5]

此模态中，由于变换器初级电流ip不足以提供负载电流，变换器次级两个整流二极管仍然同时导通，因此变换器次级绕组电压为零电位，初级绕组电压同样为零。电源Uin/2加在谐振电感两端，初级电流ip线性下降：

ip(t)=id=Id(t4)−

Uin

(t−t4) (3-15) 2Lr

此模态结束时，原边电流ip下降到零，二极管Dc1将自然关断，开关管V3、V4中开始流过电流。此模态的持续时间为：

t45=

LrId(t4)

(3-16)

Uin/2

7）模态6 [t5-t6]

t5时刻，初级电流ip减小过零向负方向增长，此时，ip流过V3、V4。由于初级电流ip仍然不足以提供负载电流，次级二极管Dr1、Dr2仍然同时导通。变换器分为初级

和次级两个部分。变换器初级电压为零，电压Uin/2直接加在谐振电感Lr两端，初级电流ip线性下降。

ip(t)=id(t)=−

Uin

(t−t5) (3-17) 2Lr

t6时刻，初级电流ip下降到负载电流折算到初级的数值−io(t6)/n，此模态结束，此时，次级整流二极管Dr2关断，Dr1将流过全部负载电流。模态6的持续时间为：

t56=−

LrIo(t6)/n

(3-18)

Uin/2

8）模态7 [t6-t7]

t6时刻，整流二极管Dr2关断，二极管Dr1继续流过全部负载电流，此时谐振电感与次级整流二极管两端寄生电容谐振。

为了降低次级整流二极管两端的电压应力，一般要在次级整流二极管两端加RC缓冲电路。此模态结束时，电路进入稳定工作状态，初级电流ip减小到折算到初级的滤波电感电流。

I(t)

ip(t)=o6 (3-19)

7) 模态8 [t7-t8]

在此模态中，变换器向次级传输能量，电路进入稳定工作状态，原边电流ip为：

ip(t)=−

Uin/2−nUo

(t−t7) (3-20)

Lr+n2Lo

由于Lr󰀓n2Lo，故可以简化为

ip(t)=−

Uin/2−nUo

(t−t7) (3-21)

n2Lo

10）模态9[t8-t9]

此模态中，变换器初级向次级传输能量，电流ip与id相等。

ip(t)=id(t)=−

Uin/2−nUo

(t−t8) (3-22) 2

nLo

该模态结束时，开关管V4导通，半个周期的工作完成，电路回到模态0的工作状态。电路工作进入另半个周期，其工作状态类似前面的描述。

3.3 主开关管实现ZVS的条件

3.3.1 超前管实现ZVS的条件

超前管工作期间，变换器处于向次级传输能量的阶段。输出滤波电感的能量不仅用于实现超前管的ZVS，如果次级整流二极管上有RC缓冲电路，还要给缓冲电路中的电容放电。而初级谐振电感只用于实现超前管的ZVS[15-18]。由于输出滤波电感比谐振电感大得多，相对于输出滤波电感，谐振电感可以忽略不计，那么，为了实现超前管得ZVS，输出滤波电感必须提供足够的能量用来：1）抽走将要开通的开关管两端并联电容上的电荷；2）给将要关断的开关管两端并联的电容放电，亦即满足条件

UU1U1

E>C1(in)2+C4(in)2=Clead(in)2 (3-23)

22222

考虑到MOSFET结电容的非线性，需要乘上一个系数4/3，上式可以化简为：

E>=Clead(in)2 (3-24)

32由于输出滤波电感很大，其能量足以在很宽的负载范围内实现超前管的ZVS，故超前管很容易实现ZVS。 3.3.2 滞后管实现ZVS的条件

滞后管要实现ZVS，必须有足够的能量用来抽走将要开通的开关管两端电容上的能量，同时给将要关断的开关管两端电容充电，以及满足

UU11

E>C2(in)2+C3(in)2 (3-25)

2222

考虑到MOSFET结电容的非线性，需要乘上一个系数4/3，上式可以化简为：

E>=Clead(in)2 (3-26)

32模态3中分析可知，在该模态中，该能量主要由谐振电感提供，亦即满足：

U14

LrI2(t1)>Clag(in)2 (3-27) 232由于谐振电感Lr的值相对于这算到初级的滤波电感的值小得多，故相对于超前管而言，滞后管实现ZVS要相对困难一些。一般可以通过增加谐振电感的方法来实现滞后管的ZVS。

3.4 副边占空比的丢失

次级占空比丢失的时间为[t3，t6]时间段，它与开关周期Ts的一半的比值就是次级的占空比丢失Dloss，亦即

Dloss=

t36t+t+t

=344556 (2-20) Ts/2Ts/2

由于t34很小，忽略不计，上式可以简化为：

Dloss=

4Lr[Ip(t4)−Io(t5)/n]

UinTs

(2-21)

从上式可以看出：1）谐振电感Lr越大，占空比丢失越大；2）负载越大，占空比丢失越大；3）输入电压Uin越低，占空比丢失越大。

占空比丢失使得变换器次级整流侧电压有效值下降，为了得到所要求的输出电压，必须减小变换器初级和次级的匝数比，而匝数比的减小带来两个问题：1）初级侧电流增加，导致开关管的电流峰值增加，电路通态损耗增大；2）二次整流侧整流二极管耐压值增加。

3.5 小结

与基本移相控制半桥三电平直流变换器相比，该电路具有如下特点：

1）由于在变换器初级增加了箝位二极管，次级整流二极管上的尖峰电压得以消除，整流二极管上损耗降低，有利于效率的提高；

2）超前管用于实现ZVS的能量来自输出滤波电感Lo，抽走将来开通的开关管两端电容上的电荷，同时给将要关断的开关管两端电容充电。由于输出滤波电感Lo很大，故超前管很容易实现ZVS；滞后管实现ZVS的能量来自于谐振电感的能量，抽走将来开通的开关管两端电容上的电荷，同时给将要关断的开关管两端电容充电；而谐振电感相对于输出滤波电感很小，故滞后管比较难实现ZVS[25-29]。

3）虽然变换器次级两个整流二极管同时导通，把次级电压箝位在1.4V的低电压，是次级占空比丢失的直接原因，但是从变换器总体看，初级电流ip从正峰值变换到负峰值，亦即从正到负或者从负到正，必然有一个过渡时间，初级电感的电流不可能突变。也就是说初级电流变换率dip/dt不可能是无穷大。这才是次级占空比丢失的最直接原因。

4 仿真分析

Saber是美国Analogy公司开发并于1987年推出的模拟及混合信号仿真软件，被誉为全球最先进的系统仿真软件，也是唯一的多技术、多领域的系统仿真产品。Analogy公司在机电一体化和电力电子设计、分析方面居世界领先地位，其产品广泛应用于电力、电子、航空、运输、家用电器及军事等领域。与传统仿真软件不同，Saber在结构上采用硬件描述语言（MAST）和单内核混合仿真方案，并对仿真算法进行了改进，使Saber仿真速度更快、更加有效、应用也越来越广泛。应用工程师在进行系统设计时，建立最精确、最完善的系统仿真模型是至关重要的。

Saber可同时对模拟信号、事件驱动模拟信号、数字信号以及模数混合信号设备进行仿真。利用Analogy公司开发的Calaversas算法，Saber可以确保同时进行的两个仿真进程都能获得最大效率，而且可以实现两个进程之间的信息交换，并在模拟和数字仿真分析之间实现了无缝联接。Saber适用领域广泛，包括电子学、电力电子学、电机工程、机械工程、电光学、光学、水利、控制系统以及数据采样系统等等。只要仿真对象能够用数学表达式进行描述，Saber就能对其进行系统级仿真。在Saber中，仿真模型可以直接用数学公式和控制关系表达式来描述，而无需采用电子宏模型表达式。因此，Saber可以对复杂的混合系统进行精确的仿真，仿真对象不同系统的仿真结果可以同时获得。为了解决仿真过程中的收敛问题，Saber内部采用5种不同的算法依次对系统进行仿真，一旦其中某一种算法失败，Saber将自动采用下一种算法。通常，仿真精度越高，仿真过程使用的时间也越长。普通的仿真软件都不得不在仿真精度和仿真时间上进行平衡。Saber采用其独特的设计，能够保证在最少的时间内获得最高的仿真精度。Saber工作在SaberDesigner图形界面环境下，能够方便的实现与Cadence Design System、Mentor Graphics和Viewlogic的集成。通过上述软件可以直接调用Saber进行仿真。

4.1 基本移相控制半桥ZVS三电平DC/DC变换器的仿真

为了验证实验电路的正确性，我们用Saber软件对实验电路进行了仿真，仿真参数如下表所示：

输入直流电压：300V; C1-C4：10nF; 死区时间：600µs；

变压器变比：14/5/5；变压器漏感：6µH；输入均压电容：4500µF；输出滤波电感：320µH；输出滤波电容：4500µF；负载：5-15Ω；开关频率：40kHz。

图4.1给出了基本移相控制半桥ZVS三电平DC/DC变换器的仿真波形。其中，

图4.1(a) 超前管ZVS仿真波形

图4.1(b) 滞后管ZVS仿真波形

图4.1 基本移相控制半桥ZVS三电平DC/DC变换器的仿真波形

图4.1(a)为超前管ZVS仿真波形，图4.1(b) 为滞后管ZVS仿真波形。由仿真波形可以看出超前管和滞后管均比较好的实现了零电压开通和零电压关断，亦即实现了零电压开关（ZVS），且在开关关断时承受的电压应力为直流母线电压的一半。

4.2 带箝位二极管的倍流式ZVS三电平DC/DC变换器的仿真

对带箝位二极管的倍流式ZVS三电平DC/DC变换器也进行了仿真，仿真参数如下表所示：

输入直流电压：300V;

C1-C4：10nF; 死区时间：600µs；变压器变比：14/5/5；变压器漏感：6µH；谐振电感：70µH；输入均压电容：4500µF；输出滤波电感：320µH；输出滤波电容：4500µF；负载：1.5-15Ω；开关频率：40kHz。

图4.2给出了带箝位二极管的倍流式ZVS三电平DC/DC变换器的仿真波形。

图4.2(a) 超前管ZVS仿真波形

图4.2(b) 滞后管ZVS仿真波形

图4.2 带箝位二极管的倍流式ZVS三电平DC/DC变换器的仿真波形

其中，图4.2(a)为超前管ZVS仿真波形，图4.2(b) 为滞后管ZVS仿真波形。由仿真波形可以看出超前管和滞后管都较好的实现了零电压开通和零电压关断，亦即实现了零电压开关（ZVS），且在开关关断时承受的电压应力为直流母线电压的一半。

4.3 小结

对两种移相控制零电压开关半桥三电平DC/DC直流变换器用Saber软件进行了仿真，仿真说明本实验电路可以较好的实现主开关管的零电压开关，验证了前文理论分析的正确性。

5 实验电路的设计及实验结果

5.1 引言

基于前面分析的两种电路，作者设计了实验电路来验证理论研究和仿真分析的正确性[25-48]。文中给出了实验电路的主电路设计、控制电路设计以及保护电路的设计，同时给出相应的实验结果，并对实验结果给予分析说明。

5.2 实验电路的设计

5.2.1 实验电路的主要结构

图5.1 基本移相控制零电压开关半桥三电平DC/DC变换器电路

5.2.2 主电路参数设计

电路的设计主要包括输入电感参数的计算、主开关器件的选取、主变压器的设计、滤波电路的设计等等。

本变换电路的主要设计参数如下：

交流输入相电压：150V±10％（有效值），50Hz；开关频率：40kHz；占空比范围：0.05～0.45；

输出额定电压Vo：48V；

输出最大电流Io：10A。 5.2.3 主变压器设计

额定的输出功率为Po＝48×10＝480W。假定变压器的效率为85％，则变压器输入功率为Pin＝480/0.85＝564.7W。

由于许多因素，例如磁芯材料特性[68]，变压器形状（主要是表面积对体积的比率），表面的热辐射，允许温升、工作环境等等，无法把传输功率于变压器大小简单地联系起来。许多制造商也提供了特定磁芯计算图表，作为磁芯尺寸的推荐建议。一般同时提供了关于对流冷却、工作频率、温升等关系曲线。

根据本次设计变压器需传输的功率及实验室现有材料，我们仍选用E20型铁芯，实测截面积AS为370mm。在开关频率为40kHz时可提供的功率最大为1000W。选取工作磁通密度Bw＝2500高斯。

变压器匝数比设计应满足当直交流输入为最低电压时，变换器仍然能够满载输出，此时占空比为最大且正处于临界工作模式，直流母线电压为：

Ubus=

Upmin1−Dmax

=150×0.9×2×1

=318V (5-1)

1−0.45

对于原方电压波形为双极性对称方波的电路，变压器的原边绕组匝数计算公式为：

U×108

(5-2) N1=

Kf×f×B×Ae其中：

U：变压器原边对称方波电压值；

Kf ：波形系数，为有效值与平均值之比。波形为方波时Kf为4； f ：开关工作频率（Hz）；

B ：变压器工作磁通密度；

Ae 铁芯有效截面积（cm2），Ae＝AS×Ke，Ke为一常数，取为0.97。将各参数代入式（5-2）可得：

U×108318/2×108

N1===11.1 (5-3)

Kf×f×B×Ae4×40×103×2500×3.7×0.97

考虑到高频脉冲变压器工作于非线性模式，为防止饱和需对原方匝数进行修正，通常取修正系数为1.2。则修正后N1=1.2×11.1=13.32，实取14匝。

为提高变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器的原副边变比应尽可能大一些。变压器副边电压最小值为：

Urecmin=其中：

Uo+UD+ULo

(5-4)

Uo ：输出电压；

UD ：输出整流二极管通态压降； ULo ：输出滤波电感上的直流压降。

变换器输出电压为48V，假设整流二极管的通态压降为1V，输出滤波电感直流压降为2V。变换器直流侧最大占空比为0.9。将各参数代入式（5-3）得：

Urecmin=

Uo+UD+ULo

48+1+2

=56.7V (5-5) 0.9

变压器原副边电压和匝数存在如下关系：

U1U2

(5-6) =

N1N2

由此可得到变压器副边匝数为：

U1U2U×N156.7×2×14=N2=2==5.0 (5-7) N1N2U1318因此可取变压器副边匝数为5匝。变压器原副边变比为14/5＝2.8，实测变压器初级漏感为12µH。 5.2.4 主开关管的选择

考虑到减小谐波，提高功率因数的需要，需尽量提高升压比，若设定交流输入电压达到峰值时变换器的最大升压比Mmax=2.5，则此时直流母线的最高电压为：

Ubusmax=165×2×2.5=583.4V (5-8)

开关管截止时承受的电压为直流母线的电压的一半即为538.4/2=391.7V。

当超前管和滞后管都导通，能量向负载传送时，开关管流过的电流为向变压器原边需为负载提供的电流。故开关管导通时流过的最大电流为：

Ipmax=Io/n=10/2.8=3.57A (5-9) 根据实验室现有器件本变换器选用的主开关管为IR公司的IRFP460，其参数为耐压500V，25℃时额定电流为19A，90℃时额定电流为17A，饱和压降为3.5V。管子两端的寄生电容为1600pF以上，经过实验验证，IRFP460两端的寄生电容为1532pF，完全满足实验的要求。故没有在IRFP460两端并联别的电容，并且利用了其体二极管。 5.2.5 二极管的选取

整流二极管承受的最大反压为直流母线电压的最大值与交流相电压峰值之和，即为：

Ubusmax+Upkamx=165×2+584.3=817.6V (5-10) 考虑到整流二极管D1～D6在PFC变换器中工作于和开关频率相同的高频工况下，因此选取整流二极管时需考虑其快速恢复性，最后我们选用Intersil公司的快速恢复二极管RHRG30120，额定电流30A，额定电压1200V。

变压器次级双半波整流二极管Dr1和Dr2流过的最大电流为10A，所承受的最高反向电压为：Ubusmax/n+Uo=291.7/2.8+48=152.2V，根据需要我们选用IXYS公司的快恢复二极管DESI30-06A，其额定电流和电压分别为37A/600V。 5.2.6 输出滤波电路设计

在直流变换器中，输出滤波电感值的大小决定输出电感电流的纹波大小，输出滤波电容的大小决定输出电压的纹波大小。在实际设计中，我们应该结合实际控制系统选择滤波器的截止频率，同时在保证系统截止频率的同时适当的增加滤波电容的大小和减小滤波电感的大小，从而保证系统的整体性能[68]。

由于变压器输出为双半波，滤波电容取值的计算方法与半桥电路中电容的计算方法是一样的，LC滤波之前的整流信号频率为2fS，信号低电平时间为(0.5−D)Ts，在此期间内滤波电容Co所损失的电荷通过负载电流向负载转移，因此+Uo×Co=Io×(0.5−D)×Ts。设定+Uo为输出电压值的0.1％，然后再将有关参数带入即得输出滤波电容的取值为：

Io×(0.5−D)×Ts10×(0.5−0.45)×25×10−6

Co===260μ (5-11) −2

0.1×10×48+Uo考虑到实验中最大占空比Dmax可能会稍小于0.45，故本实验装置中输出滤波电容值实际取为440µF，为2个220µF的电容并联。 5.2.7 输入均压电容的选择

三电平直流变换器中，直流输入电压需要有相等的两个电压，为了得到这两个电压值，需要并联两个分压电容，根据实验室现有的仪器设备，本实验选择两个450V 4700µF电容并联来实现的。飞跃电容的加入可以使得三电平直流变换器外面两只开关管开关时，里面两只开关管的寄生电容不参与谐振过程；而里面两只开关管开关时，外面两只开关管的寄生电容不参与谐振过程，这样就可以分别讨论设计里面两只开关管和外面两只开关管的工作情况，并且可以采用移相控制方法来实现主开关管的软开关。选择飞跃电容为2200µF，为10个220µ400V电解电容并联[68]。

还应当指出的是，在开关电源输出端用的滤波电容与工频电路中选用的滤波电容并不一样，在工频电路中用作滤波的普通电解电容器，其上的脉动电压频率仅有几百Hz，充放电时间是毫秒数量级，为获得较小的脉动系数，需要的电容量高达数十万微法，因而一般低频用普通铝电解电容器制造，目标是以提高电容量为主，电容器的电容量、损耗角正切角、耐压以及漏电流是鉴别其优劣的主要参数。

在开关稳压电源中作为输出滤波用的电解电容器，其上锯齿波电压的频率高达数十KHz，甚至数十MHz，它的要求和低频应用时不同，电容量并不是主要指标，衡量它好坏的则是它的阻抗—频率特性，要求它在开关稳压电源的工作频段内要有低的等效的阻抗，同时，对于电源内部，由于半导体器件开始工作所产生高达数百kHz的尖峰噪声，亦能有良好的滤波作用，一般低频用普通电解电容器在10千赫左右，其阻抗便开始呈现感性，无法满足开关电源使用要求。

开关稳压电源专用的高频铝电解电容器，它有四端个子，正极铝片的两端分别引出作为电容器的正极，负极铝片的两端也分别引出作为负极。稳压电源的电流从四端电容的一个正端流入，经过电容内部，再从另一个正端流向负载；从负载返回的电流也从电容的一个负端流入，再从另一个负端流向电源负端。四端电容具有良好的高频特性，它为减小输出电压的脉动分量以及抑制开关尖峰噪声提供了极为有利的手段。

5.3 控制电路与驱动电路的设计

控制电路由控制保护电路、驱动电路和检测电路组成。其中，控制电路的核心采用UC3875来实现，详细资料参考产品手册[68]。

由于驱动功率以及驱动隔离的要求，需要设计相应的功率驱动隔离电路，图5.2所示为本次实验两个超前管采用的功率驱动电路，两个滞后管的功率驱动电路原理与此完全相同。

图5.2 功率驱动隔离电路

图5.2中，T1和T2、T3和T4为图腾柱输出结构，主要是为了使控制信号功率放大，T1-T4均为达林顿三极管。

为保证开关器件安全工作，输出电路应与驱动电路在电位上严格隔离开来，一般隔离驱动有两种方式：电磁隔离和光电隔离。光电隔离具有体积小、结构简单的优点，但共模抑制能力差，传输速度不高，快速光耦的速度也只在几十kHz数量级，且需要独立电源。电磁隔离用脉冲变压作为隔离元件，具有响应速度快（脉冲的前后沿），原副边绝缘强度高，du/dt共模干扰抑制能力强，无需附加电源，输出阻抗小等优点。其不足是信号的最大传输宽度受磁饱和特性的限制，因而信号的顶部不易传输，且最大占空比被限制于50％，而信号的最小宽度又受磁化电流所限。

针对本文所需的移相控制驱动脉冲，由于脉宽是一定的，故比较适合采用高频脉冲变压器隔离输出，脉冲变压器磁芯采用型号为G26×16的磁罐结构。R14和C28对脉冲上升沿和下降沿的尖峰起吸收作用。

在IGBT的栅极串入三个二极管的目的是为了降低死区时的信号电平，防止开关管误导通。同时，在开关管的栅极接入R15、R16、R17、R18可以给栅极去耦，防止干扰和产生振荡。

隔离输出变压器的原边绕组匝数和付边绕组匝数的计算与主变压器的设计思路相同。选取B=2000高斯，磁芯面积Sc查表为0.93cm2，输出脉冲信号的频率为40KHz，变压器匝比取为1 ：1，则原边绕组匝数为：

Nyuan

15×108

==5.04匝 (5-12) 4×40×103×2000×0.93

实取为6匝，两个副边绕组匝数也为6匝。

5.4 实验结果及分析

图5.3为超前管在额定负载条件下的驱动信号和管压降波形。

图5.3 基本移相控制半桥三电平DC/DC变换器超前管ZVS实验波形

图中通道1(RefA)为开关管管压降波形；通道2(RefB)为驱动信号波形。Ugs为开关关驱动信号，Uds为开关关两端关压降。从图中可以看出，在满载10A输出时，超前管在开通时管压降已经降为零，即其反并联二极管已经导通，因此开关管为零电压开通；在开关管关断时，开关管管压降以一定的斜率上升，在关断时刻管压降基本为零，所以也是零电压关断。亦即超前管实现了零电压开关（ZVS）。

图5.4为滞后管在额定负载条件下的驱动信号和管压降波形。

图5.4 基本移相控制半桥三电平DC/DC变换器滞后管ZVS实验波形

但是从实验波形可以看出，超前管和滞后管虽然都实现了零电压开关，但是由于变压器的漏感（或附加的谐振电感）和整流二极管的结电容以及变压器的绕组电容之间发生高频谐振，次级整流二极管两端产生寄生振荡，二极管上存在很高的尖峰电压。实验电路中变压器初级导线之间的寄生电感和耦合参数使得振荡很难抑制。

实验在纯电阻负载情况下实测了一组效率数据，根据这组数据绘制了效率曲线，如图5.5所示。额定负载电流状态下，本变换器的效率可以达到89.3％。

图5.5 效率曲线

5.5 带箝位二极管的倍流整流式ZVS三电平DC/DC变换器实验

5.5.1 实验主电路

图5.6 带箝位二极管的倍流整流式ZVS三电平DC/DC变换器主电路

5.5.2 实验参数

实验元件的选取原则同上讨论，现给出实验参数：交流输入相电压：150V±10％（有效值），50Hz；开关频率：40kHz；占空比范围：0.05～0.45；输出额定电压Vo：48V；

输出最大电流Io：10A；谐振电感L：18µH；输出滤波电感：70µH。

5.6 改进电路实验及分析

图5.7为超前管在额定负载条件下的驱动信号和管压降波形。图中通道1(RefA)为开关管管压降波形；通道2(RefB)为驱动信号波形。Ugs为开关关驱动信号，Uds为开关关两端关压降。从图中可以看出，在满载10A输出时，超前管在开通时管压降已经降为零，即其反并联二极管已经导通，因此开关管为零电压开通；在开关管关断时，开关管管压降以一定的斜率上升，在关断时刻管压降基本为零，所以也是零电压关断。亦即超前管实现了零电压开关（ZVS）。

图5.7 带箝位二极管的倍流整流式ZVS三电平DC/DC变换器

超前管ZVS实验波形

图5.8 带箝位二极管的倍流整流式ZVS三电平DC/DC变换器

滞后管ZVS实验波形

图5.8为超前管在额定负载条件下的驱动信号和管压降波形。图中通道1(RefA)为开关管管压降波形；通道2(RefB)为驱动信号波形。Ugs为开关关驱动信号，Uds为开关关两端关压降。从图中可以看出，在满载10A输出时，超前管在开通时管压降已经降为零，即其反并联二极管已经导通，因此开关管为零电压开通；在开关管关断时，开关管管压降以一定的斜率上升，在关断时刻管压降基本为零，所以也是零电压关断。亦即超前管实现了零电压开关（ZVS）。同时，主开关管上的电压应力为输入直流电压的一半，实现了三电平电路的优点。

从改进电路的实验波形可以看出，这种电路在变压器的初级增加了两个箝位二极，一旦变压器次级存在电压尖峰，通过变压器耦合，初级的箝位二极管管（Dc3、Dc4）

立即将电压箝死，使得变换器副边由于谐振电感和整流二极管的结电容发生谐振而产生的电压尖峰消除，从而大大降低了整流二极管上的损耗。

实验在纯电阻负载情况下实测了一组效率数据，根据这组数据绘制了效率曲线，如图5.9所示。可以看出，在额定输入电压、额定负载电流状态下，本变换器的效率可以达到91.6％。

图5.9 效率曲线

对比两种变换器的效率曲线可以发现，改进后的三电平半桥DC/DC变换器的效率有一定的提高。

5.7 小结

详细介绍了实验电路参数的计算和实验波形分析，可以得出：

1）基本移相控制半桥三电平DC/DC变换器虽然可以很好的实现主开关管的另电压开关(ZVS)，但是由于变压器的漏感（或附加的谐振电感）和整流二极管的结电容以及变压器的绕组电容之间发生高频谐振，次级整流桥产生寄生振荡，二极管上存在很高的尖峰电压。实验电路中变压器初级导线之间的寄生电感和耦合参数使得振荡很难抑制。

2）改进的带箝位二极管的倍流整流式ZVS三电平DC/DC变换器可以实现主开关管的零电压开关（ZVS），通过在变换器初级增加了两个箝位二极管，一旦变压器次级存在电压尖峰，通过变压器耦合，初级的箝位二极管立即将电压箝死，使得副边由于谐振电感和整流二极管的结电容发生谐振而产生的电压尖峰消除，从而大大降低了整流二极管上的损耗[15-30]。

3）两种半桥三电平DC/DC变换器主开关管上的电压应力都为输入直流电压的一半。

6 一种新型ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器

6.1 引言

通信业的迅猛发展使得对通信电源的质量要求越来越高，加之高频化带来的诸多优点使得通信电源的开关频率越来越高。由于通信事业的重要性，针对通信电源的要求，各种不间断电源（UPS）大量应用于通信行业。现在的通信电源设备一般要求供电设备有一定的掉电维持时间（Hold up time）要求，而LLC谐振型变换器在掉电维持时间方面的优越性使得越来越得到电源专家的重视[56-64]。

目前研究最多的是半桥型三电平软开关DC/DC直流变换器。现有的半桥型三电平软开关DC/DC直流变换器有其各自的优点，但是都存在以下的缺点：1）为了实现主开关管的软开关要附加各种辅助网络，或者以损害变换器其它的参数为代价；2）存在输入电压范围和转换效率的矛盾，当输入电压范围较宽时，电路的参数选择必须满足最低输入电压时的要求。导致在输入电压较高时，变换器的占空比减小，使得变换器的效率降低。因此，随着变换器输入电压范围的增加，变换器在输入电压较高时，变换器在输入电压高端的效率会大大降低。3）传统三电平半桥DC/DC变换器的另外一个问题就是次级整流二极管的反向恢复问题。这类变换器的副边二极管是强迫关断换流，在关断过程中，会出现较大的di/dt, 从而产生较大的电压尖峰。反向恢复问题不仅增加了整流二极管的损耗，而且使整流二极管的耐压要求增加，给设计带来困难 [55-67]。

LLC型谐振DC/DC变换器最早是在1990年由美国的Rudy Severns教授提出，当时Rudy Severns教授一共提出了17种LLC型谐振电路拓扑结构，但是由于当时的开关管频率高于电路的谐振频率，，这类变换器的工作特性和传统的串联谐振变换器一样。而在传统串联谐振变换器中，励磁电感Lm通常较大而不参与谐振，谐振网络是一个Lr 的形式。因此，在传统Lr串联谐振变换器中，为了使主开关获得零电压开通的工作条件，开关频率必需高于Lr的本征谐振频率，而在LLC串联谐振变换器中，由于励磁电感Lm串联在谐振回路中，开关频率可以低于Lr的本征谐振频率，而只需高于LLC的本征谐振频率便可实现主开关的零电压开通。2003年，美国Virginia Polytechnic Institute and State University的博士Bo Yang对LLC谐振型电路进行了比较深入的研究，完成了其博士论文《Topology investigation for front end DC/DC power conversion for distributed power system》。他的研究主要集中在半桥型LLC软开关的特性研究，随着研究的深入，全世界很多学者对LLC谐振变换器投

入很大的精力进行深入研究。由于合理的设计，使得LLC型谐振变换器的很多优点体现出来。LLC谐振型DC/DC变换器具有以下优点[57-66]：主开关管是天然的ZVS，次级整流二极管是天然的ZCS，没有反向恢复问题，没有电压尖峰。可以工作在比较宽的输入电压范围内而不明显影响效率。高端输入时效率比较高，非常适合有断电保持时间（Hold up time）要求的场合。该变换器结构比较简单，整个变换器只需要一个磁元件。但是主开关管的电压应力为输入直流电压，在输入电压较高的场合不是很适合

[59-64]

。本文结合LLC谐振型DC/DC变换器和半桥型三电平DC/DC变换器的优点[57-61]，

研究了一种新型ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器，给出了实验结果。

6.2 电路工作原理

图6.1所示即为ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器的主电路拓扑。其中，V1-V4

为四个主开关管，Cd1、Cd2为两个分压电容，容量很大，它们的电压均为输入

图6.1 ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器主电路

直流电压的一半，即UCd1＝UCd2＝Uin/2，V1-V4为四只主开关管，D1-D4为四只开关管的寄生二极管。二极管Dc1、Dc2起箝位作用，用来保证V1、V2关断后其上所承受的电压应力为输入直流电压的一半。对于后关断的V2、V4就自然承受另外一半输入电压。Cr为串联在变换器桥臂中点与变压器初级的谐振电容，同时还有隔直作用，电感Lr为变压器的漏感，Lm为变压器的激磁电感，为了电路的分析便利，没有画出MOS管两端的寄生电容。和基本半桥零电压软开关三电平DC/DC变换器对比可以发现，两者在外形

上的区别就是：1）LLC谐振型变换器在初级有串联谐振电容；2）没有飞跃电容；3）输出没有滤波电感。本变换器可以采用PWM控制、移相控制以及变频控制，但是相对而言，变频控制的效率较高[57-65]。在本设计中，该变换器采用变频控制方案，通过调节开关管的频率大小来达到调节输出电压的目的[56-59]。

为了便于分析所给电路拓扑原理，作如下假设： 1）所有开关管、二极管均为理想元件； 2）所有电感、电容和变压器均为理想元件；

3）输出滤波电容足够大，可以认为是一恒压源Uo，Uo是输出电压。

该变换器在一个开关周期内一共有8个工作模态，由于开关周期的对称性，我们只分析前半个周期的工作情况，后半个周期的工作过程是类似的。图6.2所

图6.2 电路主要工作波形示意图

图6.3(a) [t0，t1]

图6.3(b) [t1，t2]

图6.3(c) [t2，t3]

图6.3(d) [t3，t4]

图6.3 各个模态等效电路图

示即为变换器的主要工作波形示意图。各个模态的等效电路图如图6.3所示，具体分析如下：

1) 模态1 [t0，t1]

t0时刻开通开关管V1、V2，变换器原边电流流过开关管V1、V2，此时，能量通过变压器向次级传输。初级电流以正弦规律上升。次级二极管Dr1导通，输出电压将变压器次级箝位在输出电压。变压器漏感Lr和谐振电容Cr谐振，流过激磁电感Lm的电流按照线性上升。变换器次级电流为初级电流与激磁电流之差折算到次级的值。 2) 模态2 [t1，t2]

随着初级谐振电流按照正弦规律下降和激磁电流的线性上升，在t1时刻两者是数值相等，同时变换器次级电压降为零。这时候没有多余电流可以通过变压器传送到次边，原、次边脱离，传输能量阶段结束。此时，次级整流二极管Dr1因为流过其中的电流谐振过零而自然关断，因此几乎没有反向回复的过程，此时，二极管Dr1上的反向电压为输出电压。由于此时变压器次级不再被输出电压箝位，那么变压器的的激磁电感成为自由电感，Lm、Lr、Cr一起发生谐振，由于一般变压器激磁电感很大，所以这个谐振周期要比前一个谐振周期大得多，因此在此模态中，变换器初级电流可以近似看为恒定电流源。 3）模态3 [t2，t3]

t2时刻关断开关管V1，V2仍然导通。流过次级电感Lm、变压器漏感Lr、谐振电容Cr的电流流过二极管Dc1续流。同时，开关管V1上的电压被箝位在Uin/2，设计中此模态一般很短。

4）模态4 [t3，t4]

t3时刻开关管V2关断，同时开关管V3、V4导通，变换器初级电流流过V3、V4，对其两端的寄生电容放电至零电位。接着V3、V4的寄生二极管导通。此时V3、V4的电压之和为输入电压Uin。由于在模态3 中开关管V1上的电压应力为输入电压的一半，那么V2上的电压应力也为输入电压的一半，亦即Uin/2。此模态结束时，V3、V4上的电压降为零，为V3、V4的零电压开通准备了条件。

下半个开关周期和上半周期的工作原理相似，此处不再叙述。从上面的分析可以看出，主开关管都为零电压软开关，工作在ZVS状态，并且电压应力为输入电压的一半；次级整流二极管Dr1、Dr2工作ZCS状态，几乎没有反向恢复过程，电压尖峰为零，其上的电压应力为2倍的输出电压。

总的来说，电路工作的2个阶段可以分析如下： 1）传输能量时段

此阶段Lr、Cr中流过正弦形电流，这个电流比Lm中的斜坡电流大时，多余部分无处可去，只好传送到低阻抗的变换器次级，将整流二极管开通，变压器此时是“透明的”，所以原边电压是次边输出电压的反射电压。于是变压器激磁电感电流是线性增加的。

当Lr、Cr电流谐振过正弦峰顶后数值逐渐开始下降，而激磁电感电流却越来越大，此消彼长之下，二者终于相等。这时候没有多余电流可以通过变压器传送到次边，原、次边脱离，传输能量阶段结束。

可以想象，由于这个阶段是Lr、Cr主导，所以传输能量的时间大致是Lr、Cr的半个谐振周期。 2）续流阶段

变压器原、次边脱离后，Lr、Cr与Lm三者形成一个整体，电流以一个相对缓慢的速率下降，由于激磁电感Lm一般数值较大，所以其实这个谐振回路感性成分很大，近似恒流源性质，这有助于在下半个周期开关管换流时实现ZVS。

不论如何，这两个阶段加起来的时间不会比Lr、Cr、Lm三者的半谐振周期时间长，因为毕竟传输能量时段是Lr、Cr主导。所以LLC设计的频率变化范围就在Lr、Cr谐振频率和Lr、Cr、Lm谐振频率之间。

6.3 变换器特性分析

在此，我们定义两个谐振频率：

LC的本征谐振频率定义为：

fr=

1 (6-1)

2πLrCrLLC的本征谐振频率定义为：

fm=

1 (6-2)

2π(Lr+Lm)Cr激磁电流的最大值可以表示为：

Im(max)=

nUo

(6-3) 4Lmfr

我们对变换器的分析是在开关频率大于LC本征谐振频率的前提下分析的。如果开关频率f=fr，那么模态2就消失了，此时，变换器初级电流将为完整的正弦波，这种工作状态为完全谐振，f三电平LLC谐振型DC/DC变换器的的输入输出电压关系是通过调节主开关管的开关频率来调制的。其实是靠调制整个电路谐振的程度来调制输入输出电压的关系。激磁电感Lm可以看作Boost电感，谐振程度越深，这个Boost电感就会使谐振电容Cr上的电压升得越高，从而使输出电压也增高[59-61]。物理意义就是励磁电流使谐振电容电压发生变化，开关频率越低于Lr、Cr的谐振频率时，续流越长，电容电压变化越大。例如：上管导通时,过了谐振后Lr、Lm,、Cr的谐振电流继续给Cr充电，使Cr的电压远大于Uin/2，使输出电压稳定,从Uo/Uin看就升压了。

如果假设谐振电流在模态3中为一恒定电流源Im，那么输出电压Uo可以表示为：

Uo=

Uin+m(T−Tr) (6-4) 2n4nCr

上式中，Uin为输入直流电压，T为主开关管得开关周期，Tr为变压器漏感，Lr和谐振电容Cr的谐振周期，定义为：

Tr=2πLrCr （6-5）由式(6-4)可以看出，输出电压随着开关周期的增加而增加。

当输入电压下降，变换器通过过谐振来保证有足够的输出电压提供给负载，此时由于变换器原边电流方均根值增大，变换器的效率有所下降。因此该变换器的效率特性是：在输入电压高时效率较高。由于这样的特性，LLC谐振变换器输入电压范围

的扩展基本上不会影响输入电压高端的效率。这种优良特性对于要求有保持时间的变换器有重要的工程实用价值。

当开关管的开关频率高于谐振频率，亦即f>fr时，称为欠谐振。这时候变换器的工作特性与传统的串联谐振变换器的特性一样，输出电压将随着频率的升高而降低。次级电感Lm的作用就没有体现出来，这也是LLC谐振变换器刚刚提出来的时候的工作频段。这时，次级整流二极管就不工作在ZCS状态，会产生一定的电压尖峰。这种工作情况下，变换器的空载特性不好，需要加一定的死负载。因此在fmf>fs两个工作频率范围内，频率对电压有相同的调节关系，变换器的反馈控制也是同

样一套线路不必考虑频率过渡的问题。当LLC谐振变换器在频率f>fs范围内时，原边的谐振电流在谐振回零之前被强迫反向，副边整流二极管的电流则被强迫关断，因此，副边整流二极管的反向恢复问题对电路有一定影响，电路中可能产生一定的电压尖峰。

6.4 关键参数设计

6.4.1 死区时间设计

ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器在一个开关周期内有两个关键死区时间，这两个死区时间的设计会影响到主开关管电压应力的限制和ZVS的实现。这两个死区时间分别定义为：tdead1=t3−t2；tdead2=t4−t3。

从前面分析的ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器的工作原理可以得知，为了保证每个主开关管的电压应力为输入电压的一半，开关管V1要比V2提前关断tdead1，S4要比S3提前关断tdead2。如果4个开关管的输出电容相等，从理论上将只要满足tdead1>0即可。但是四个主开关管的输出电容无法保证严格相等，另外为了可靠性，死区时间

tdead1应该满足下面的条件：在t3时刻前，开关管V1上的电压已经达到Uin/2，也就是二极管Dc1已经导通。假设四个主开关管的输出电容均为Coss，满足上面条件可以用下面的式子来表达：

tdead1≥

3UinCoss

(6-6) 4Im

主开关管V3，V4的ZVS的实现是由变压器激磁电感上的激磁电流在死区时间tdead2

内对V2上的结电容充电，同时对V3，V4串联的结电容放电来实现的。由于死区时间如果设计的过于大不仅会减小变换器的有效占空比，而且会带来很严重的死区效应，因

此死区时间一般设计的很小，可以认为在死区时间内激磁电感上的激磁电流保持恒定，亦即为一电流源对主开关管两端的结电容进行充放电。因此，开关管V3，V4的ZVS条件可以表示为：

tdead2≥

3UinCoss

4Im (6-7)

6.4.2 谐振参数设计

设计LLC谐振变换器的主要问题就是选择一组合适的谐振参数来满足输入输出的要求，这一组参数包括变压器的变比n，串联谐振电容Cr，串联谐振电感Lr和励磁电感Lm。它们可以按照下面的步骤分别确定：

根据变换器输入输出电压的要求来设计变换器变比n，其设计公为：

Uin(min)

2U0(max)

(6-8)

谐振电容既是隔直电容又是谐振电容，它将储存谐振的能量，由于谐振的能量取决于输出功率，Cs的值越小，它的电压就越高。因此，可以由它的电压限制来确定其值的选取。根据期望的谐振电容的最大电压Uc(max)来设计谐振电容Cr的大小，设计公式如下：

Cr=

IoTmax

4n(Uc(max)−nUo)

(6-9)

根据期望的Lr、Cr的谐振频率fr来设计变压器漏感Lr的大小，其设计公式如下：

Lr=

4π2fr2Cr (6-10)

最后设计激磁电感Lm。输入输出电压与开关频率的关系如下式所示：

Uinπ2Lrf

=1+(1−r)2nUo4Lmf (6-11) 其中，Lr/Lm代表了变换器系数对频率变化的比例系数。根据输入电压与输出电压的变换范围，以及期望的工作频率f的变换范围就可以确定变压器激磁电感的大小。

6.5 仿真分析

为了验证本电路的理论分析和效果，对三电平LLC谐振型DC/DC变换器用Saber软件进行了仿真分析。仿真参数如下：

输入电压：300～400V；输出电压：48V±1%；输出额定负载电流：10A；开关频率：120kHz；变压器变比：45：10：10；谐振电感Lr；21.6μH；谐振电容：60μF；

主开关管两端并联电容：1.2nF；变压器激磁电感Lm：123.7μH；负载电阻：4.8OΩ。

图6.4 仿真结果

由仿真可以看出前面论述的理论是正确的，主开关管实现了零电压软开关；由于变压器激磁电感参与谐振，变换器初级电流不是严格的正弦波，。电流在每半个正弦波后有一个电流平台，在此期间电流基本保持不变。这个电流持续对谐振电容充电，使其储存足够的能量，在下半个开关周期将能量传输给负载，这也是降低开关频率可以提高输出电压的原因所在。同时，由于该电流的存在，为变换器主电路中主开关管实现零电压开关提供了足够的能量，使其可以在全负载范围内很好的实现开关管的零电压开关。

6.6 实验电路的设计与分析

6.6.1 主电路参数

基于前文的分析，设计了实验电路来验证电路的工作特性。电路参数如下：输入电压：300～400V；输出电压：48V±1%；输出额定负载电流：10A；开关频率：120kHz；变压器变比：45：10：10；谐振电感Lr；21.6μH；谐振电容：60μF；

变压器激磁电感Lm：123.7μH。主开关管选取：IRFP460。

ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器的变压器设计可以参考BoYang的博士论文《Topology investigation for front end DC DC power conversion for distributed power system》，该文在第五章详细介绍了3种变压器的设计方法[65]，根据实验室现有材料以及设计的方便性，本文选择方案B来设计高频变压器。

文献[69]详细分析了LLC型串并联谐振变换器的小信号模型，文中根据自动控制理论中主导极点的概念，指出在静态时，谐振变量决定于代表谐振特性的主导极点，而滤波变量则由于滤波极点的作用，近似为直流；在动态时，控制频率的变化相对于开关频率的变换为慢变化，慢变化仅仅引起样点的变化。对设计LLC谐振变换器有很大的参考价值。鉴于篇幅，本文不再讨论LLC谐振变换器关于小信号模型的分析过程[70]。

6.6.2 控制电路设计

控制电路的结构框图6.5所示，主要由控制信号产生电路、功率驱动部分和隔离驱动部分以及保护电路组成。

图6.5 控制电路示意图

6.7 实验结果分析

为了验证三电平LLC谐振型DC/DC变换器的工作原理，利用前面的计算方法所得参数，在实验室完成了一台输出48V/10A的原理样机，参数为：

输入电压：300～400V；输出电压：48V±3%；输出额定负载电流：10A；开关频率：120K；变压器变比：40：10：10；谐振电感Lr；21.6μH；谐振电容：60μF；

变压器激磁电感Lm：120.6μH；最低工作频率：100kHz；主开关管选取：IRFP460。

图6.6(a) 为输入电压为300V，负载为1A时开关管V1的ZVS波形，Ugs为开关关驱动信号，Uds为开关关两端关压降。从图中可以看出，V1管在驱动波形上升沿来到之前，管压降已经降到零，也就是实现了零电

图6.6(a) V1ZVS波形(Io=1A) 图6.6(b) V2ZVS波形(Io=10A)

图6.6(c) V1ZVS波形(Io=1A) 图6.6(d) V1ZVS波形(Io=10A)

图6.6(e) ip波形(Io=3A) 图6.6(f) ip波形(Io=3A)

图6.6(g) ip波形(Io=10A) 图6.6(h) ip波形(Io=10A)

图6.6(i) ip波形(Io=1A) 图6.6(j) ip波形(Io=1A)

图6.6(k) ip波形(Io=8A) 图6.6(l) ip波形(Io=8A)

图6.6 实验波形

压开通。而在驱动波形下降沿，由于MOS管两端寄生电容的作用，开关管两端电压是以一定的速度从零开始上升，可见实现了V1管的零电压关断，亦即V1管实现了零电压开关。而且，开关管两端电压应力为输入电压的一半，实现了三电平开关的设计思想。图6.6(b) 为输入电压为300V，负载为10A时开关管V1的ZVS波形.. 图6.6(c) 为输入电压为400V，负载为1A时开关管V1的ZVS波形。图6.6(d) 为输入电压为400V，负载为10A时开关管V1的ZVS波形。图中可以看出开关关的驱动信号在高压时会有较大的畸变，不是很严格的矩形波，那是由于脉冲变压器在电压高时有和主电路参数有影响，导致驱动脉冲不是很严格的矩形波，但是经过实验验证，此时的驱动信号亦即足以使主电路开关管很好的导通和关断。由实验可以看出，主开关管在全负载范围内实现了零电压开关，并且主开关管两端的电压应力为输入电压的一半。

图6.6(e) 为输入电压为300V，负载为3A时变压器漏感Lr的电流波形。图6.6(f) 为输入电压为400V，负载为3A时变压器漏感Lr的电流波形。图6.6(g) 为输入电压为300V，负载为10A时变压器漏感Lr的电流波形。图6.6(h) 为输入电压为350V，负载为10A时变压器漏感Lr的电流波形。图6.6(i) 为输入电压为300V，负载为1A时变压器漏感Lr的电流波形。可以看出，原边的谐振电流在每半个正弦波后有一个电流平台，在此期间电流基本保持不变。这个电流持续对谐振电容充电，使其储存足够的能量，并在下半个开关周期将其上储存的能量传递给输出负载，这也是降低频率可以提高输出电压的原因。同时，由于该电流的存在，使得主开关管实现ZVS有足够的能量。在变换器次级，整流二极管电流以谐振方式过零，具有零电流关断的特性，消除了反向恢复的问题。图6.6(j) 为输入电压为400V，负载为1A时变压器漏感Lr的电流波形。图6.6(k) 为输入电压为400V，负载为8A时变压器漏感Lr的电流波形。图6.6(l) 为输入电压为300V，负载为8A时变压器漏感Lr的电流波形。从变压器漏感Lr的电流波形可以看出，由于在不同工作时间参与谐振的元件不同，导致电流波形不是严格的正弦波形。同时，也是由于激磁电感Lm参与谐振，变换器可以在全负载范围内实现主开关管的零电压软开关。

实验在纯电阻负载情况下，在不同输入电压情况下，实测了一组效率数据，以此可以绘出效率曲线，如图6.7所示。

图6.7 不同输入电压时在不同负载电流下的效率曲线

图6.7给出了三电平LLC谐振型DC/DC变换器在不同输入电压时，在不同负载电流下的效率曲线。可以看到，在输入电压为300V时，最高效率达到93.4％，输入电压400V时，效率达到93.6％。在有保持时间要求的场合，这种变换器很有优势。因为在平时正常工作时是高压输入，效率比较好，而在断电保持时间内，输入电压会下降，虽然效率也会下降，但是时间很短，不会影响设计。

6.8 小结

研究了一种新型ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器，该变换器具有以下优点： 1） 4个主开关管在全负载范围内实现了ZVS，并且每个主开关管的电压应力为输入电压的一半；

2）整个变换器只需要一个磁芯；

3）变换器效率在输入电压较高时比较高，亦即效率随输入电压的升高而升高。

4）工作频率随负载的变化较小,而随输入电压的变化相对较大。LLC串联谐振

变换器适合于高频，较高输入电压和较高输出电压的应用。特别适用于有保持时间要求的电源系统[70]。

5）LLC串联谐振变换器在形式上与传统的串联谐振变换器完全一样，所不同的是，在传统串联谐振变换器中，励磁电感Lm通常较大而不参与谐振，谐振网络是一

个LC 的形式。因此，在传统LC串联谐振变换器中，为了使主开关获得零电压开通的工作条件，开关频率必需高于LC的本征谐振频率，而在LLC串联谐振变换器中，由于励磁电感Lm 串联在谐振回路中，开关频率可以低于LC的本征谐振频率，而只需高于LLC的本征谐振频率便可实现主开关的零电压开通[70]。

6）本变换器采用变频控制，虽然也可以采用PWM控制或者移相控制来实现，但是相对而言，采用调频控制的效率更高[58-67]。

7) 和前面的两种半桥式三电平DC/DC变换器比较，可以得出结论：LLC谐振电路的ZVS区域大，可以在全负载范围内实现主开关管的零电压软开关：LLC谐振电路次级整流二极管为ZCS，电流自然谐振到零，电压应力为输出电压的2倍。但是LLC谐振电路要很精确的设计变压器的漏感，给设计带来一定的困难。

全文总结

本文在总结国内外三电平DC/DC变换器的基础上研究了三种ZVS半桥三电平DC/DC变换器，通过理论分析、仿真研究和实验验证对ZVS半桥三电平DC/DC变换器，有如下研究成果：

1) 详细分析了基本移相控制零电压半桥三电平DC/DC变换器，分析了主开关管实现ZVS的条件，并且给出了重要参数的设计原则。

2) 对于基本移相控制零电压半桥三电平DC/DC变换器，由于变压器漏感和次级整流二极管的结电容发生谐振，使得开关管两端有很大的电压尖峰，给出了一种带箝位二极管的零电压开关三电平半桥DC/DC变换器，由于该电路在变换器的初级增加了两个箝位二极管，一旦次级存在电压尖峰，通过变压器耦合，原边的箝位二极管立即导通，将原边电压箝死，从而使得变换器次级整流二极管两端电压尖峰消除，大大减小了整流二极管上的功率损耗。

3) 在前文的基础上，对两种半桥三电平DC/DC变换器用Saber软件进行了仿真分析，证明了这两种变换器都可以很好的实现主开关管的零电压开关。

4) 给出了比较详细的电路设计过程，对两种变换器进行了实验研究，通过实验可以发现，基本移相控制零电压半桥三电平DC/DC变换器虽然可以比较好的实现主开关管的零电压开关，但是由于变压器漏感和次级整流二极管的结电容发生谐振，使得主开关管两端有很大的电压尖峰。而对于带箝位二极管的零电压开关三电平半桥DC/DC变换器，可以很好的实现主开关管的零电压开关，同时，主开关管两端的电压尖峰得到很好的抑制。

5) 研究了一种新型ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器，这种变换器在输入电压的高端的效率相对于输入电压低端要高。这种特性很适合有掉电保持时间要求的场合。该变换器结合了LLC谐振电路和半桥三电平DC/DC变换器的优点，可以在全负载范围内实现主开关管的零电压开通和零电压关断。文中给出了重要参数的设计原则，对变换器用Saber软件进行了仿真分析。同时，进行了实验研究，实验证明这种变换器在采用变频控制时的效率比较高，并且四个主开关管在全负载范围内实现了零电压开关，主开关管两端电压应力为输入直流电压的一半。

总之，通过理论分析、仿真研究和实验验证，说明零电压开关半桥三电平DC/DC变换器通过合理的控制，可以实现四个主开关管的零电压开关。在输入电压要求较高的中小功率场合有很大的工程实用价值。

致谢

本文是在导师李晓帆教授的悉心指导下完成的。三年来，老师无论在学习上，还是在日常生活中，都给了我很大的帮助。老师严谨求实的科学作风、渊博的学识、开阔的思维、真诚待人的优秀品格深深的教育和启发了我，让我一生受益。在此谨向导师表示最衷心的感谢和诚挚的敬意。

同时还要衷心的感谢本教研室的陈坚教授、邹云屏教授、杨荫福教授、徐至新教授、、段善旭教授、林桦教授、钟和清老师、杨莉莎老师、邹涛敏老师、吴燕红老师。谢谢老师们对我不断的教诲和在生活上给我的关心和帮助。徐至新教授在我平时的学习和实验中提出很多宝贵的意见，在这里表示深深的谢意。

在三年硕士的学习、生活中和科研过程中，我还得到了众多同窗们师兄弟的关心、支持和帮助。他们是：王成志博士、许赟博士、罗昉博士、陈伟博士、徐应年博士、李勋博士、吴军辉硕士、熊招春硕士、宫力硕士、陈鹏硕士、孙友涛士、唐军硕士、曾力硕士、杨武硕士、吴浩伟硕士、张建功硕士、金红元硕士、易得刚硕士、马磊硕士、皮之军硕士、李亮硕士、耿攀硕士、徐丽娟硕士、付洁硕士、李建婷硕士、方昕硕士。愿我们的友谊天长地久！

我还要感谢我的师弟师妹们，他们是李剑硕士、陈俊硕士、张业茂硕士、郑文娟硕士、伏瑞芸硕士，特别是李剑硕士，在我的实验中给出很多帮助。祝你们学业有成，生活美满！

此外我还要感谢爱默生网络能源有限公司的高奇峰师兄和远在美国加利福尼亚州的李斌博士，他们在我的实验中给出很多中肯宝贵的意见，在这里向他们表示深深的谢意，祝福你们幸福健康！南京航空航天大学航空电源重点实验室的赵修科教授在实验中给我提供了不少重要文献，赵教授知识渊博、谦虚热忱，在这里向他表示深深的谢意！

最后，我要深深感谢我的父亲、母亲和两位姐姐，他们把所有的爱都给了我，在我的人生道路上一直给我无私的支持、关心和理解；在我成长的每一步里都凝聚着亲人的心血。如今，我即将走向工作岗位，将要用我所学的知识回报社会，回报父母。在此，我祝愿他们身体健康，生活愉快！

李小兵 2006年4月

参考文献

[1] 陈坚. 电力电子变换和控制技术. 北京：高等教育出版社，2002.1. [2] 黄俊、王兆安. 电力电子变流技术.北京：机械工业出版社，1992.12.

[3] 何益宏. 电力电子技术的发展与应用. 广西师院学报，1996，13（1、2）：121-124. [4] Canales, F.， Barbosa, P.，Lee, F.C. A zero-voltage and zero-current

switching three-level DC/DC converter Power Electronics, IEEE Transactions on Volume 17, Issue 6, Nov. 2002 Page(s)：898–904 [5] 金科; 阮新波; 刘福鑫; 改进型零电压开关PWM三电平直流变换器中国电机工

程学报,2004,22：24-31.

[6] 吕庆敏. 浅谈电力电子技术领域中若干的研究热点. 电力电子技术，2001， 35

（4）：57-60.

[7] 王聪. 软开关功率变换器及其应用. 北京：科学出版社，2000：38-42

[8] Pinheiro、 J.R.、Barbi, I. The three-level zvs pwm converter-A new concept

in high-voltage dc-to-dc converter[A] Proceedings of the 1992 International Conference on Power Electronics 9-13 Nov. 1992[C] Page(s):173-178 vol.1.

[9] Pinheiro, J.R.; Barbi. Wide load range three level ZVS PWM DC TO DC

converter. Power Electronics, IEEE Transactions on Volume .8，No.4，Oct. 1993[J] Page(s):171-177.

[10] 王建冈. 改进型倍流整流电路ZVS PWM全桥变换器的研究. 南京航空航天大学

硕士论文. 华中科技大学图书馆，2000.

[11] Kim E S，Byun Y B，Kim Y H. An Improved Three Level ZVZCS DC/DC Converter

Using a Tapped Inductor And a Snubber Capacitor[A] Power Conversion Conference, 2002. PCC Osaka 2002. Proceedings of the Volume 1, 5 April 2002 Page(s):115 - 121 vol.1 2002[C]：115-121.

[12] Canales F，Barbosa P M，Lee F C. zero voltage and zero current switching

three level dc/dc converter[C] Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2000. APEC 2000. Fifteenth Annual IEEE Volume 1，6-10 Feb. 2000 Page(s)：314-320 vol.1.

[13] Yousefzadeh, V.; Alarcon, E.; Maksimovic, D. Three level buck converter

for envelope tracking in RF power amplifiers; Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2005. APEC 2005. Twentieth Annual IEEE Volume 3, 6-10 March 2005 Page(s)：1588-1594 Vol. 3.

[14] Eun-Soo Kim，Young-Bok Byun，Tae-Geun Koo，Kye-Yeon Joe， Yoon-Ho. Kim.

An improved three level ZVZCS DC/DC converter using a tapped inductor and a snubber capacitor; Power Conversion Conference, 2002. PCC Osaka 2002. Proceedings of the Volume 1, 2-5 April 2002 Page(s)：115-121 vol.1.

[15] 许大宇. 零电压开关PWM三电平直流变换器的研究. 南京航空航天大学硕士

论文. 华中科技大学图书馆，2000.

[16] 李小兵，李晓帆，吴军辉. 一种新型零电压零电流开关三电平DC/DC变换器的

研究. 中国电机工程学报，2006，03：69-74.

[17] Ruan Xinbo，Zhou Linquan,Yan Yangguanf. A novel zero-voltage and

zero-current-switching PWM three-level converter[C] Power Electronics Specialists Conference, 2001. PESC. 2001 IEEE 32nd Annual Volume 2, 17-21 June 2001 Page(s)：1075-1079 vol.2

[18] Jung-Goo Cho， Sabate, J.A.，Guichao Hua， Lee, F.C. Zero-voltage and

zero-current-switching full bridge PWM converter for high-power applications Power Electronics, IEEE Transactions on Volume 11, Issue 4, July 1996 Page(s)：622–628.

[19] 阮新波，李斌. 零电压零电流开关PWM复合式全桥三电平变换器[J].中国电机

工程学报，2003，23(4)：9-14.

[20] 阮新波，李斌，陈乾宏. 一种适用于高压大功率变换器的三电平直流变换器[J].

中国电机工程学报，2003，23(5)：19-23.

[21] Peter M. Barbosa，Francisco Canales，Jose M. Burdio，and Fred C. Lee.

A Three-Level and Three-Phase Single-Stage Power Factor Correction Circuit With Zero Turn-on Losses. IEEE PESC00，2000：18-23.

[22] Bor-Ren Lin. Analysis and implementation of a three-level PWM

rectifier/inverter IEEE Transactions on Volume 36, Issue 3, Part 1, July 2000 Page(s)：948-956.

[23] 陈武; 阮新波. 加箝位二极管的零电压开关PWM复合式全桥三电平变换器，中

国电机工程学报，2005，20：21-26.

[24] Bruckner, T.， Bernet, S. Investigation of a high power three-level

quasi-resonant DC-link voltage source inverter Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2000. APEC 2000. Fifteenth Annual IEEE Volume 2, 6-10 Feb. 2000 Page(s)：1015-1022 vol.2.

[25] Xinbo Ruan，Bin Li. Zero-voltage and zero-current-switching PWM hybrid

full-bridge three-level converter Power Electronics Specialists Conference, 2002. pesc 02. 2002 IEEE 33rd Annual Volume 4, 23-27 June 2002 Page(s)：1847-1852.

[26] J. Renes Pinheriro, Ivo Barbi. The Three-Level ZVS PWM Converter A New

Concept In High Voltage DC-to-DC Converter. IEEE IECON，1992：173-178. [27] Xinbo Ruan, Dayu Xu, and Yangguang Yan. Zero-Voltage-Switching PWM

Three-Level Converter With Two Clamp Diodes. IEEE PESC01，2001：612-622. [28] Zhichao Liu，Pengju Kong，Xuezhi Wu，Lipei Huang. Implementation of

DSP-based three-level inverter with dead time compensation Power Electronics and Motion Control Conference, 2004. IPEMC 2004. The 4th International Volume 2, 14-16 Aug. 2004 Page(s)：782-787 Vol.2. [29] Zhiliang Zhang，Xinbo Ruan. Zero-voltage-switching PWM full-bridge

three-level converter Power Electronics and Motion Control Conference, 2004. IPEMC 2004. The 4th International Volume 3，14-16 Aug. 2004 Page(s)：1085-1090 Vol.3

[30] F. Canales, P. M. Barbosa, J. M. Burdio, and F. C. Lee. A Zero-Voltage

Switching Three-Level DC/DC Converter. IEEE CPES00，2000：366～371 [31] Xinbo Ruan，Bin Li，Jiangang Wang，Jinzhong Li. Zero voltage switching

PWM three-level converter with current-doubler-rectifier Power Electronics, IEEE Transactions on Volume 19，Issue 6, Nov. 2004 Page(s)：1523–1532.

[32] 阮新波，李斌，陈乾宏. 一种适用于高压大功率变换器的三电平直流变换器[J]

中国电机工程学报[J]，2003，23(5)：19-23.

[33] Ke Jin，Xinbo Ruan，Fuxin Liu. Improved voltage clamping scheme for ZVS

PWM three-level converter Power Electronics Letters, IEEE Volume 3,

Issue 1, March 2005 Page(s)：14-18.

[34] F. Canales, P. M. Barbosa, J. M. Burdio, and F. C. Lee. A Zero-Voltage

and Current Swithcing Three Level DC/DC Converter. IEEE APEC00，2000：314-320.

[35] E. S. Kim, Y. B. Byun and Y. H. Kim. An Improved Three Level ZVZCS DC/DC

Converter Using A Tapped Inductor And A Snubber Capacitor. IEEE Trans on Power Electronics，2002：314-320.

[36] Eun-Soo Kim，Young-Bok Byun，Tae-Geun Koo，Kye-Yeon Joe，Yoon-Ho Kim.

An improved three level ZVZCS DC/DC converter using a tapped inductor and a snubber capacitor Power Conversion Conference, 2002. PCC Osaka 2002. Proceedings of the Volume 1, 2-5 April 2002 Page(s)：115-121 vol.1. [37] Xinbo Ruan，Zhiying Chen，Wu Chen. Zero-voltage-switching PWM hybrid

full-bridge three-level converter，Power Electronics, IEEE Transactions on Volume 20, Issue 2, Mar 2005 Page(s)：395-404.

[38] Cho, J.G.，Baek, J.W.，Yoo, D.W.，Won, C.Y.，Rim, G.H. Zero voltage

switching three-level auxiliary resonant commutated pole inverter for high-power

applications

Electric

Power

Applications,

IEE

Proceedings-Volume 145,Issue 1, Jan.1998 Page(s)：25-32.

[39] Lai Jihsheng, Peng Fangzheng. Multilevel Converter-A New Breed of Power

Converters. IEEE Trans on Power Electronics，1996 32（3）：509-517. [40] Michael T. Zhang et al, Single Phase Three-Level Boost Power Factor

Corrector Converter. IEEE APEC95，1995：63-68.

[41] Lin Borren, Lu Hsinhung. Single-Phase Three-Level PWM Rectifier. IEEE

PEDS99：63-68.

[42] Esam Ismail，Robert W. Erickson. A Single Transistor Three Phase Resonant

Switch for High Quality Rectification. IEEE PESC92，1992：1340-1351. [43] Hernan Emilio Tacca. Poert Factor Correction Using Merged Flyback Forward

Converter. IEEE Trans on Power Electronics，2000，15（4）：585-594. [44] M.H.L.Chow，Y.S.Lee，and C.K.Tse. Single-Stage Single-Switching Isolated

PFC Regulator with Unity Power Factor，Fast Transient Response，and Low-Voltage Stress. IEEE Trans on Power Electronics，2000，15（4）：156-163.

[45] C.A.Munoz，I.Barbi. A New High-Power-Factor Three-Phase AC-DC Converter:

Analysis，Design，and Experimentation. IEEE Trans on Power Electronics，1999，14（1）：90-97.

[46] Sebastian，J.A.Cobos，J.M.Lopera and J.Uceda. The Determination of the

Boundaries Between Continuous and Discontinuous Conduction Modes in PWM DC-to-DC Converters Used as Power Factor Preregulators. IEEE Trans on Power Electronics，1995，10（5）：574-582.

[47] John C.Salmon. Operating a Three-Phase Diode Rectifier with a Low-Input

Current Distortion Using a Series-Connected Dual Boost Converter. IEEE Trans on Power Electronics，1996，11（4）：592-603.

[48] J.Qian，F.C.Lee. Charge Pump Power-Factor-Correction Technologies Part

Ⅰ: Concept and Principle. IEEE Trans on Power Electronics，2000，15（1）：121-129.

[49] H.Wei，P.Kornetzky，I.Batarseh. A Single-Switch AC-DC Converter with

Power Factor Correction. IEEE Trans on Power Electronics，2000，15（3）：421-430.

[50] 赵正毅，杨潮，赵良柄. 对三电平IGBT变换器两种缓冲电路的研究中国电

机工程学报[J]. 2000，20(12)：42-46.

[51] 李斌. 三电平直流变换器的研究. 南京航空航天大学硕士论文. 华中科技大

学图书馆，2000.

[52] 李斌，阮新波。李金钟. 倍流整流方式ZVS PWM三电平直流变换器[J].中国电

机工程学报，2002，9(22)：79-83.

[53] 阮新波，严仰光. 脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术. 北京：科学出

版社. 2000.

[54] 阮新波，许大宇，严仰光. 移相控制零电压开关三电平变换器. 电工技术学

报. 2001 16（6）：36-39.

[55] 谢永刚. 移相全桥ZVZCS变换器及数字化控制研究.华中科技大学硕士论文.

华中科技大学图书馆，2002.

[56] 张杰. 数字化移相全桥直流变换器研究.华中科技大学硕士论文. 华中科技大

学图书馆，2003.

[57] 顾亦磊，吕征宇一种新颖的三电平软开关谐振型DC/DC变换器中国电机工

程学报[J] 2004，24（8）：24-28.

[58] Yang, B.，Lee, F.C.，Concannon, M. Over current protection methods for

LLC resonant converter；Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2003. APEC '03. Eighteenth Annual IEEE Volume 2, 9-13 Feb. 2003 Page(s)：605-609 vol.2.

[59] Lazar, J.F.，Martinelli, R. Steady-state analysis of the LLC series

resonant converter； Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2001. APEC 2001. Sixteenth Annual IEEE Volume 2, 4-8 March 2001 Page(s)：728-735 vol.2.

[60] Yan Liang， Wenduo Liu，Bing Lu，van Wyk, J.D. Design of integrated

passive component for a 1 MHz 1 kW half-bridge LLC resonant converter； Industry Applications Conference, 2005. Fourtieth IAS Annual Meeting. Conference Record of the 2005 Volume 3, 2-6 Oct. 2005 Page(s)：2223-2228 Vol.3.

[61] Yilei Gu，Zhengyu Lu，Lijun Hang，Zhaoming Qian，Guisong Huang.

three-level LLC series resonant DC/DC converter Power Electronics, IEEE Transactions on Volume 20, Issue 4, July 2005 Page(s)：781–789. [62] Batarseh, I.，Siri, K. LLC-type series resonant convertor with PWM control

Circuits, Devices and Systems, IEE Proceedings [see also IEE Proceedings G- Circuits, Devices and Systems Volume 141,Issue 2, April 1994 Page(s)：73–81.

[63] Yilei Gu，Lijun Hang，Huiming Chen，Zhengyu Lu，Zhaoming Qian，Jun Li.

A simple structure of LLC resonant DC-DC converter for multi-output applications Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2005. APEC 2005. Twentieth Annual IEEE Volume 3,6-10 March 2005 Page(s)：1485-1490 Vol. 3.

[64] Yilei Gu; Zhengyu Lu; Zhaoming Qian；Three level LLC series resonant

DC/DC converter Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2004. APEC '04. Nineteenth Annual IEEE Volume 3,2004 Page(s)：1647 -1652 Vol.3.

[65] BoYang. Topology investigation for front end DC DC power conversion for

distributed power system，Virginia Polytechnic Institute and State University.，2003.

[66] 吴胜华，吴保芳，权建洲，钟炎平，姚国顺. 采用次级辅助网络的零压零流PWM

三电平变换器,中国电机工程学报[J].2004，24(9)：177-181.

[67] Bo Yang，Lee, F.C.，Zhang, A.J.，Guisong Huang. LLC resonant converter

for front end DC/DC conversion. Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2002. APEC 2002. Seventeenth Annual IEEE Volume 2, 10-14 March 2002 Page(s)：1108-1112 vol.2.

[68] 高奇峰. 三电平三相单级性功率因数校正电路研究，硕士毕业论文，华中科技

大学图书馆，2004.

[69] 胡广莉，王定中. LLC型串并联谐振变换器小信号电路模型. 华南示范大学学

报（自然科学版），1995(4)：17-24.

[70] 黄贵松, 顾亦磊, 章进法. 台达电力电子研发中心, LLC串联谐振直流－直流

变换器,电源技术学报，2002，1：61－66

[71] 王英剑，常敏慧，何希才. 新型开关电源实用技术. 北京：电子工业出版社，

1999.

[72] 张占松，蔡宣三. 开关电源的原理与设计. 北京：电子工业出版社. 1998. [73] 康华光. 电子技术基础（模拟部分）（第三版）. 北京：高等教育出版社，1988. [74] 康华光. 电子技术基础（数字部分）（第三版）. 北京：高等教育出版社，1988.

附录攻读硕士期间公开发表的学术论文

[1] Li Xiaobing，Li Xiaofan，Wu Junhui，Zou Jiangfeng. A Novel ZVZCS Three

Level DC/DC Converter Using A Simple Auxiliary Circuit，ICEMI’2005，Vol3,107-111.

署名单位：Huazhong University of Science and Technology.

[2] 李小兵，李晓帆，吴军辉. 一种新型零电压零电流开关三电平DC/DC变换器的

研究，中国电机工程学报，2006，03，69-74. 署名单位：华中科技大学电气学院.

[3] 李小兵，李晓帆，熊招春，宫力. 一种新型半桥零电流谐振变换器的研究，电

力电子技术，2006，02，59-61. 署名单位：华中科技大学电气学院.

[4] 李小兵，李晓帆，熊招春，宫力，陈鹏. 一种新型双端反激式DC/DC变换器的

研究，电源技术学报，2004，04，283-286。署名单位：华中科技大学电气与电子工程学院.

[5] 李小兵，李晓帆，洪珠琴. 一种改进型ZVZCS三电平DC/DC变换器的研究，

第二届电工技术前沿问题学术论坛，2005，10，北京清华大学，362-367. 署名单位：华中科技大学电气学院.

[6] 李小兵，李晓帆，李剑. 一种改进型零电压三电平DC/DC变换器的研究，武汉

电源学会（2005）学术年会论文集，2005，11，1-5. 署名单位：华中科技大学电气学院.

[7] 李小兵，李晓帆，洪珠琴. 一种新型ZVZCS三电平DC/DC变换器的研究，已经

被《电工技术学报》录用，刊期待定. 署名单位：华中科技大学.

ZVS三电平DC/DC变换器的研究

作者：

学位授予单位：

李小兵

华中科技大学

1.学位论文龙泳涛移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器软开关技术及应用 2002

论文简要介绍了开关电源软开关技术的发展历程.在分析了PWMDC-DC全桥变换器的基本工作原理之后,系统地提出了它的九种控制方式和两类软开关实现方式.该文只讨论移相控制方式和ZVS软开关实现方式.文中详细分析了基本的移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器的工作过程,讨论了移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器的零电压开关条件、副边占空比丢失以及整流二极管的换流情况,指出基本的移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器的不足:滞后桥臂实现零电压开关比较困难;副边占空比丢失严重.为解决这些问题,介绍了利用饱和电感来减少副边占空比丢失的方法并分析了带饱和电感的移相控制ZVS PWMDC-DC全桥变换器的工作过程.介绍了给滞后桥臂增加辅助电路以改善滞后桥臂开关管的软开关环境的方法,并详细分析了一种带辅助网络的移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器的工作过程.最后,介绍了移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器的电路元器件参数的选取及控制芯片UCX875的工作原理,以原邮电部行业标准\"YD/T731-94\"为标准初步设计了一个通信用48V/10A的开关电源.

2.期刊论文杜贤昌.孙威威.杜旭昌.白志范移相控制谐振软开关逆变弧焊电源控制系统的研究 -电焊机2004,34(1)

首先利用控制理论对改进LCL型移相控制谐振电源系统进行分析,推导出系统各环节的传递函数;其次,对系统的准确性予以分析得出该控制系统能够跟踪阶跃信号,而对于斜坡信号系统存在稳态误差;讨论了电压扰动、电流扰动对输出的影响.对电压扰动为斜坡信号时存在的稳态误差,采取加入G5(S)校正环节的方法予以解决;对电流扰动为斜坡信号时存在的稳态误差,通过减小T,增大K2和K3的方法,使电流扰动产生的稳态误差少;最后,利用Matlah软件对控制系统进行分析计算.该控制系统稳定程度很好,动态过渡过程较好.

3.学位论文徐华锋基于辅助网络移相控制PWM ZVS DC/DC全桥变换器的研究 2005

论文简要介绍了开关电源软开关技术的发展历程.在分析了ZVS PWMDC-DC全桥变换器的基本工作原理之后,系统地提出了它的两类控制方式和两类软开关实现方式.本文只讨论移相控制方式和ZVS软开关实现方式.文中的研究目的在于改善软开关的实现环境,使全桥变换电路能够更加广泛的应用于通讯电源领域.本文的研究内容主要包括以下几个方面:(1)详细分析了基本的移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器的工作过程,讨论了移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器的零电压开关条件、副边占空比丢失以及整流二极管的换流情况,指出基本的移相控制ZVS PWMDC-DC全桥变换器的不足:滞后桥臂实现零电压开关比较困难;副边占空比丢失严重.(2)针对这些问题,介绍了利用饱和电感来减少副边占空比丢失的方法并分析了带饱和电感的移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器的工作过程.(3)提出了给滞后桥臂增加辅助电路以改善滞后桥臂开关管的软开关环境的方法,并详细分析了一种带辅助网络的移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器的工作过程.它具有辅助电路简单,辅助电路的电感、电容和二极管的电流电压应力小,副边占空比损失小等优点.(4)提出了桥式变换器的不平衡问题及解决方法和参数确定.(5)介绍了移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器的电路元器件参数的选取及控制芯片UCC3895的工作原理.以原邮电部行业标准\"YD/T731-00\"为标准初步设计了一个通信用48V/100A的开关电源,并给出SABER仿真以及实验结果,表明该电源达到设计指标.

4.会议论文刘胜利.严仰光软开关移相控制全桥变换器一周期十二个工作过程的详细分析 19995.学位论文张小兵基于软开关技术高频开关电源的研究 2007

软开关PWM技术集谐振变换器与PWM控制的优点于一体，既能实现功率管的零电压开关，又能实现功率管的恒定频率控制，是电力电子技术的发展方向之一。与传统PWM硬开关变换器相比，元器件的电压、电流应力小，仅仅增加了一个谐振电感，成本和电路的复杂程度没有增加。移相控制零电压开关PWM变换器就是软开关PWM技术中的一种拓扑，它适用于中、大功率直流一直流变换场合。

文中详细分析了基本的移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器的工作过程，讨论了移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器的零电压开关条件、副边占空比丢失以及整流二极管的换流情况，指出基本的移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器的不足：滞后桥臂实现零电压开关比较困难；副边占空比丢失严重。为解决这些问题，提出了利用饱和电感来减少副边占空比丢失的方法并分析了带饱和电感的移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器的工作过程。介绍了给滞后桥臂增加辅助电路以改善滞后桥臂开关管的软开关环境的方法，并详细分析了一种带辅助网络的移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器的工作过程。它具有辅助电路简单，辅助电路的电感、电容和二极管的电流电压应力小，副边占空比丢失小等优点。研究了桥式变换器的不平衡问题及解决方法。

初步设计了一个通信用48V/10A的开关电源。该电源设计过程中，主电路的结构设计及参数计算方法及电路的控制、保护功能都得到了体现。电路的控制、保护功能是由控制芯片LIC3879完成的。通过SPICE仿真结果证明了电路拓扑是正确的。

6.期刊论文罗怡.许先果.LUO-Yi.XU Xian-guo 移相控制ZVZCS DC/DC变换器主电路分析设计 -电力电子技术2005,39(4)

设计了一种用于焊接电源的全桥移相控制软开关型DC/DC变换器的主电路.通过仿真软件Pspice 9.2建立了主电路仿真模型,仿真分析了超前桥臂和滞后桥臂实现零电压、零电流开关的设计原理,并对其进行了验证.结果表明,该设计可大大减小开关损耗.此外,在设计了元器件存在误差的前提下,进行了蒙托卡诺分析.最后,通过实验验证了该设计可使变换器实现全范围的软开关.

7.学位论文罗礼华大功率软开关电源模块的研究 2008

本课题为学校和企业联合的上海市轨道交通攻关项目，作为应用于上海地铁的信号系统、通信系统和机电设备监控系统的大功率供电电源，对课题提出了大功率、高可靠性、高效率和良好的操作管理等设计要求。

本文对软开关PWM技术和并联均流技术进行了深入的研究。软开关PWM技术将谐振变换器与PWM控制的优点结合于一体，可实现功率开关管的软开关及恒频控制，明显减小了开关损耗，提高了系统性能；而多个电源模块并联运行可均衡分担负载电流，减少了功率开关管上的热应力，满足了大功率供电电源在性能、重量、体积和可靠性方面的要求。应用软开关PWM技术和并联均流技术，本文设计了并联软开关电源模块，多个该软开关电源模块并联组成了高可靠性、高效率的大功率电源系统。

本文选择了移相控制全桥零电压零电流开关(ZVZCS) PWM DC/DC变换器作为本电源模块的软开关DC/DC变换器，该变换电路是直流电源实现高频化的理想拓扑之一，实现了超前桥臂零电压开通以及滞后桥臂零电流关断，可使电源模块达到90％以上的转换效率；而移相控制器则选用了专用移相控制芯片UC3875，提高了控制电路的稳定性和可靠性。之后，本文对移相全桥ZVZCSPWM DC/DC变换器的工作过程进行了详细的分析，并对该变换器的ZVS及ZCS条件、最大占空比和阻断电容选取等问题进行了深入分析，分析结果表明：合理的选取参数能较好的实现软开关，达到预期效果。然后，本文利用Simulink仿真软件搭建了该变换器的仿真电路，并对该变换器的软开关过程及主要参数对软开关性能的影响分别进行了仿真研究，仿真结果和理论分析相吻合，证明了本电源模块所选用的软开关DC/DC变换器是可行的，保障了电源模块的成功研制。

在详细分析了常用的并联均流技术后，根据电源系统的高可靠性和高精度的设计要求，本文提出了最大电压平均电流法作为本电源模块的均流方法；该方法根据模块输出电压自动选择主、从模块，按照平均电流方法自动均衡负载电流，实现了高精度均流，确保了由多个电源模块并联构成的大功率电源系统的安全、可靠运行；并基此均流方法，本文设计了电源模块的电压、均流和限流三环控制电路；之后，对设计的三环控制电路进行了小信号分析，并用Matlab软件进行了多方面的仿真；仿真结果表明了本文设计的三环控制电路是稳定的，为电源模块控制电路的设计提供了依据。为了加强电源模块的数字化和智能化程度，本文在移相全桥软开关整流的基础上设计了单片机子系统，该单片机子系统以单片机微处理器为核心，利用接口电路扩展外围器件形成各种功能电路，实现了多种功能：提供了良好的人机交互功能，包括显示、设置和报警等功能；实现了对电压、电流的高精度控制和开、关机控制；能够多个电源模块联网与上位机通信，实现了电源模块的远程监控功能。

最后，本文详细设计了并联移相全桥软开关电源模块的各部分电路。主要包括设计了电源模块的主回路电路，设计了基于UC3875移相控制芯片的外围电路、控制电路、驱动电路和保护电路，以及设计了电源模块的单片机子系统。在经过大量的试验和多次的改进后，最终成功研制了多台样机，并对样机进行了性能测试，测试结果表明了本电源模块的性能优良，达到了设计要求；论文中给出了部分的试验结果和测试数据。

8.会议论文李磊.陈道炼.胡育文双极性移相控制电压源高频交流环节AC/AC变换器研究 2002

提出了电压源高频交流环节AC/AC变换器新概念,深入研究了其双极性移相控制策略和软开关技术.以半桥全波式电路拓扑为例,深入研究了这类变换器的稳态工作原理,获得了变换器功率器件实现软开关的设计准则.借助输出周波变换器换流重叠、输入电压极性选择和输出滤波电感电流极性选择,实现了变压器漏感能量和输出滤波电感电流的自然换流,解决了周波变换器固有的电压过冲和环流问题,实现了输入周波变换器功率器件的零电压AVS开关和输入周波变换器功率器件的零电流ZCS开关,为获得新型正弦交流稳压器和电子变压器奠定了关键技术基础.仿真与原理试验结构均证实了双极性移相控制电压源高频交流环节AC/AC变换器的正确性与先进性.

9.学位论文滕建廷软开关技术在降压DC-DC中的应用 2008

软开关PWM（pulse-width-modulation）技术集谐振变换器与PWM 控制的优点于一体，既能实现功率管的零电压开关，又能实现功率管的恒定频率控制，是电力电子技术的发展方向之一。与传统硬开关变换器相比，元器件的电压、电流应力小，仅仅增加了一个谐振电感，成本和电路的复杂程度没有增加。移相控制零电压开关变换器就是软开关技术中的一种拓扑，它适用于中、大功率直流-直流变换场合。

文中详细分析了基本的移相控制全桥变换器的工作过程，讨论了移相控制-全桥变换器的零电压开关条件、副边占空比丢失以及整流二极管的换流情况，指出了基本的移相控制全桥变换器的不足：滞后桥臂实现零电压开关比较困难、副边占空比丢失严重,对比分析了三种全桥移相软开关拓扑电路的特点，提出了一种适合大功率高频软开关电源的原边加阻断电容和饱和电感器的全桥移相软开关变换器拓扑结构，分析了该拓扑电路的工作原理及软开关实现的条件。通过电路参数的计算与仿真，对谐振元器件参数的选择进行了深入的研究。

10.期刊论文杜贵平.黄石生.王振民新型零电压软开关弧焊逆变器仿真及实验研究 -电气传动2003,33(3)

文章采用新型软开关电路拓扑,结合应用移相控制软开关技术和电流峰值控制技术,研制出一种新型软开关弧焊逆变器.仿真和实验结果表明,所研制的弧焊逆变器能够实现全范围的软开关,并且具有良好的限流和自校正能力,可以有效的解决功率变压器的偏磁问题.

本文链接：http://d.g.wanfangdata.com.cn/Thesis_D044700.aspx

授权使用：哈尔滨工业大学(hebgydx)，授权号：f020eb31-397f-4bcb-a70c-9e260189d493

下载时间：2010年11月6日

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